时间：2023-05-29 17:39:14
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇电压比较器，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
幸运的是，当8位单片机开始不断涉足更多的混合信号应用时，越来越多具有模拟背景的设计人员开始使用单片机。这些采用混合信号单片机的设计人员非常熟悉电压比较器的灵活性和功能，便着手发掘其潜能。使用片上电压比较器的应用不断涌现，包括传感器输出的模拟信号到数字信号的转换、逻辑门、放大器以及电源转换。
遗憾的是，混合信号单片机设计人员的人数尚不足以有效推广电压比较器。因此，本文旨在使设计人员认识到不起眼的片上电压比较器可能给混合信号应用带来的价值。全面探讨这个主题需要数百页的篇幅，我们将尽量多地选取一些可能的应用进行阐述。
我们首先将讨论传感器数字转换。大多数模拟传感器会产生与其测量的环境因素成比例的阻值、电感或电容值的变化。热敏电阻阻值的变化与温度成比例，湿度传感器改变其电容值，而某些接近传感器甚至会改变自身的电感值。传统的转换方法先将电阻、电容或电感转换为电压，然后使用一个ADC将电压转换为数字值。但是，假使我们可以将传感器的输出直接转换为数字值，又会怎样?
利用不起眼的片内电压比较器构建简单的张弛振荡器，可以将电阻、电容或电感转换为可变的频率，然后使用定时器外设来测量该频率。图l显示了两个简单的振荡器电路。除了简单这一显而易见的优点外，两个电路由于自身会对输入信号求平均，因而具有一定的噪声抑制能力。不过，其分辨率还由采样时间决定。
在两个电路中，电阻Rl、R2和HR3提供滞回电压，根据比较器的输出状态来调节比较器跳变电平的大小。左边电路中的R4和L1与右边电路中的R4和C1作用相同，用于设置工作频率。通过用适当的阻性、容性或感性传感器替换R4、C1或L1，就能构建一个频率可随传感器输出值变化的变频振荡器。然后使用TimerO和Timerl将频率转换为数字值。Timerl的计数频率与振荡器频率相同，TimerO设置采样周期。当TimerO溢出时，Timerl停止计数，它的当前值就是转换的结果。
这一对内部定时器与少量的外部元件和一些软件相结合，向设计人员提供了一种使用比较器测量电阻、电感或电容的简便方法。设计人员只需延长Timerl的计数周期，就可以提高转换器的分辨率。
此外，大多数带有片上比较器的新型单片机在比较器的反相输入端上有一个2选1或4选1的模拟多路开关。只需给每个传感器添加一个电阻R4，然后将传感器／电阻的接点连接到多路开关的各个输入端，设计人员就能在多达4个传感器中选择转换器的输入。
构建逻辑门只不过是将二极管逻辑与一些电阻组合起来，以实现必需的逻辑功能。图2给出了实现了逻辑“与(AND)”和逻辑“或(OR)”功能的简单电路，以及略为复杂的逻辑“异或(XOR)”功能的电路。
图2中，左边的电路实现逻辑“与”和逻辑“或”功能。要实现逻辑“与”功能，选择R3和R4的值，使得反相输入端的电压高于Vnn／2。要实现逻辑“或”功能，选择可使反相输入端的电压略低于Vnn／2的值。(R1和R2的值应相等)。在逻辑“与”配置中，A和B两个输入端必须同为高电平以将同相输入端的电压拉高到VDD／2之上，才能使输出变为高电平。在逻辑“或”配置中，A或B中必须至少有一个为高电平以将同相输入端的电压拉至VDD／2，才能拉高输出电平。要构建逻辑“非与(NAND)”或“非或(NOR)”电路，只需将反相和同相输入端交换即可。
图2中，右边的电路用于实现逻辑“异或”功能。如果A或B中有一个为低电平，那么反相输入端将被钳位在0.7V，若另一个输入为高电平，就会产生高电平输出。如果A和B均为高电平，那么同相输入端的电压将保持为略低于VDD，而反相输入端被拉至VDD--导致输出低电平。(注：对于任何逻辑电路，选定的电阻值应足够大以使所有电流处于1～10mA范围内，这样比较器的输出驱动电路才能容易地驱动逻辑)。
接下来，让我们研究如何将比较器用做低频运放。只需使用一个足够低频的低通滤波器来对脉冲链进行滤波，任何占空比可变的数字信号均可被转换为直流电压。要使用比较器来构建运放，我们将使用同样的滤波器求平均功能来生成反馈和输出电压(见图3)。
在同相电路中，R1和R2如同在常规运放电路中一样，用于确定增益。C1和R3／C2充当滤波器对比较器输出端的PWM数字信号求均值，并将求得的结果作为反馈的直流电平和电路的线性输出。在反相电路中，R4和R5确定增益，C3和R6／C4充当平均滤波器将数字PwM信号转换为线性电压。注：在反相拓扑结构中，需要R7和R8来产生电路的虚拟地。
最后要讲述的是开关电源电路。产生交变电源电压的一种方法是产生由输出反馈电压门控的PwM开关信号。在该电路中，一个比较器产生斜坡波形，而另一个提供输出电压的反馈信号。图4中的原理图给出了使用两个比较器的实现方案。
在该电路中，比较器U1a是一个脉冲发生器，与前面所述的将传感器输出转换为数字信号的振荡器类似，其工作频率由R4、R5和C1决定。电路中R5的作用是确保C1上的充电电压绝不会低于约1.5V。这一点非常重要，因为U1b通过将U1a的同相输入端拉至约0. 7V来控制振荡器的工作，使其停振。(注：振荡器被设计为在关断时将输出拉为低电平，因此此时Q1也将处于截止状态)。
当振荡器运行时，Q1会定期导通，使得电流流过L1。当Q1截止时，流过L1的电流会使D3正偏，从而给C2充电，继而抬高输出电压。c2上采样得到的输出电压经过分压后与D2上的正向电压作比较。如果输出电压过高，U1会关断振荡器，C2会向负载放电，从而使输出电压降低。当输出电压跌落到所需电压以下时，U1b的输出就会变成高电平，振荡器重新起振，将重新有电流流向C2。
关键词:LM393比较器;单片机
中图分类号:TP18文献标识码:A文章编号:1007-9599 (2010) 06-0000-01
Light-feel Smart Car Based on LM393
Gao Jiuchun,Wang Di,Yao Pei
(Southwest Transportation University,Chengdu611756,China)
Abstract:In this paper,hands to improve the capacity of the students designed and produced "National Undergraduate Electronic Design Contest,"the subject,and propose optimization.
Keywords:LM393 comparator;SCM
2003年大学生电子设计竞赛有一智能电动车题目,以单片机为控制中心对小车进行实时的控制,使其沿着跑道上的黑线行驶,实现铁片检测,红外避障功能,在光源的指引下,寻光进入车库。实质是设计制作一个架构于模型车上的集光机电于一体的简易智能控制系统。
对于该系统,我们可以将其分为几个子控制模块,即单片机控制模块,光电传感器循迹模块,铁片检测计数模块,红外避障模块,寻光模块,电机驱动模块和电源模块。该设计中我们采用Atmel公司的AT89S52单片机,通过光电发射接收对管,集成铁片金属传感器,光敏二极管等对小车的位置和状态进行检测,实现题目的要求。
经过对部分参赛选手作品所选元器件,算法的分析和筛选,可总结以下几点:
一、选手大多采用ST178或ST188等红外接收对管对路面的黑线进行检测,由于跑道底色是白色,中间有一条约1.5cm的黑带,白黑对光的反射率不同,所以接收管在黑色和白色上会接收到不同强度的反射光,从而转化成不同的电信号,将该信号进行放大整形后输入到单片机,由单片机控制电机转速转向。一般采用两个或三个接收对管就能满足比赛的要求,但经过实验发现,如果只用两三个传感器在小车速度稍快时会有“出轨”的现象发生。对此,不妨参考飞思卡尔智能车的方案,多配置几个红外发射接收对管,确保小车不脱离跑道。
二、对于避障模块,我们是用超声波传感器进行检测,实践过程中发现市场上集成红外线传感器即光电开关稳定性更好,电路更简单,灵敏度更高。铁片检测也可以使用市售的金属接近开关,如LJ12A3-4-Z/BY。
三、相对来说寻光环节最易出现问题,其模块设计也是有很多种,主流思路是通过ADC0809将模拟信号转为数字信号处理。我们发现通过模数转换后的信号仍然需要进行比较后才能让单片机发出相应的控制信号,如果将光敏二极管反馈回的模拟信号直接进行比较后产生的高低电平输入到单片机可以更方便达到目的。对于比较器的选择,我们选用LM393芯片,即寻光模块的核心。
对于光信号采集,我们有较多选择,如光敏二极管,光敏三极管等。光敏三极管反应更灵敏,但价格稍高,我们采用光敏二极管在有无光照的情况下电阻大幅变化的特性来完成采集。我们可能会忽略了自然光对其的影响导致怎么调试都不能稳定工作,如果给光敏二极管套上黑色的热缩管,该情况便可得到改善。
我们采用将二极管和一定阻值的电阻串联分压的简单电路,在有无光照的情况下输出不同的电压值到比较器进行分析处理,称其为输入电压。将输入电压输入至比较器后,需要产生一个与之进行比较的电压,称为基准电压。LM393是单电源设计的双电压比较器,有八个引脚,采用双列直插式封装的LM393P。其中8脚接电源正,4脚接电源负,1脚2脚3脚分别为比较器A的输出,反向输入和正向输入,5脚6脚7脚为比较器B的正向输入,反向输入和输出。LM393P适用电压范围广,也可用分离式电源,不受电源电压值影响。LM393P的应用范围很广,可用于构建基本比较器电路,还可用LM393驱动CMOS的电路驱动和TTL的电路,低频运算放大器等。寻光模块是基本比较器电路的简单应用,即如果其正向输入电压值比反向输入的电压值大,输出VCC,正向输入电压值比反向输入的电压值小,输出0。
虽然是基本比较器电路的应用,但仍有多种构架方案。而如何搭建电路决定于如何配置其正向反向输入。我们将正向输入定义为输入电压,通过电位器产生介入VCC与零之间的电压,在调试前预先设置成2.5V即基准电压,在光敏二极管没有感受到光的情况下,输入电压小于基准电压,比较器输出为零。而一旦有二极管感受到光,输入电压高于2.5V,比较器输出高电平。这个方案可以采用一个光敏二极管搭配一个比较器。为了保证任何时间位置都有二极管检测到光信号,我们用五个光敏二极管分布呈180°的圆弧型进行寻光,五个二极管中,无论哪个检测到光信号都会通过比较器给单片机发出高电平,单片机经过分析便可调整小车的转向和速度。这种方案需要五个比较器,即三片LM393P。还有一方案,我们只要四个比较器即两片393,让五个二极管进行两两比较。先将二极管和比较器从左至右依次排开标号分别为1,2,3,4,5和a,b,c,d。设置中间的那个二极管即3的输入为中间两个比较器即b和c的基准电压,而2和3的输入则为b和c输入电压,实质即两边的和中间的比较,如果b和c都是低电平,则是3检测到,b为高电平则2检测到,c为高电平则4检测到。同样,我们再以2和4的输入作为a和d基准电压,1和5的输入作为a和d的输入电压。当然a为高电平即1检测到,d为高电平即5检测到。故a,b,c,d分别对应1,2,4,5检测到光信号,当a,b,c,d均为低电平是我们认为是3检测到。显然,这种比较方案较先前的那种更易出现不定状态,就需要程序更好的判断处理。实践证明,在传感器角度和程序算法均较合适的条件下,该方案还是相当稳定的。需注意的是393是集电极输出,输出端需要加一个上拉电阻,否则会没有高电平输出。
引言
ICE1QS01是英飞凌公司推出的一种输出功率范围从1W到300W，带或不带功率因数校正（PFC）的反激式变换器控制器。该控制器IC工作在准谐振模式，典型应用包括TV，VCR，DVD播放机，卫星接收机和笔记本电脑适配器等。
为了在轻载下降低功率消耗，ICE1QS01随着负载的减小，其开关频率逐步数字式地降至20kHz的最低值。同时，随频率降低保持准谐振模式。在从满载到空载的整个负载范围内，能够平稳工作。当工作频率降低时，IC的数字抗抖动电路可以消除过零信号的连续跳动，尤其是可以避免电视机中因偏转引起的负载连续变化产生的抖动。为了减小功率MOSFET的开关应力，功率晶体管总是在最低的电压上接通。电压调整既可利用内部误差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初级调节方法，在变压器控制绕组与控制输入之间的外部整流电路，可用一个电压分配器来取代。在待机模式下，IC自动进入突发模式，待机输入功率远低于1W。保护功能包括Vcc过压/欠压锁定，主线电压欠压关断和电流限制等。ICE1QS01的启动电流仅约50μA，它是一种低功耗绿色SMPS芯片。
1 芯片的封装与电路组成及其功能与工作原理
ICE1QS01采用P-DIP-8-4封装，引脚排列如图1所示。表1列出了各引脚的功能。
表1 引脚功能
引 脚
符 号
功 能 简 述
1
N.C
未连接
2
PCS
初级电流模拟（simulation）输入
3
RZI
调整与过零信号输入
4
SRC
软启动和调整电容器连接端
5
OFC
过电压故障比较器输入
6
GND
地
7
OUT
MOSFET栅极驱动器输出
8
VCC
电源电压施加端
ICE1QS01芯片主要由比较器，触发器和数字处理电路组成，具体如图2所示。
在图2所示的电路中，左上角部分为折弯点（foldbackpoint）校正单元。该部分电路的功能是在MOSFET导通期间，从脚RZI流出一个电流，电流源CS4提供的0.5mA的电流被扣除，所得到的电流I4乘以0.2（即为I3），被馈送到IC的PCS脚，从而增加PCS脚外部电容的充电电压斜率。当AC线路电压升高时，MOSFET的导通时间缩短，最大输出功率保持不变。主线电压通过Vcc偏置绕组并经连接在脚RZI上的一支电阻来检测。
在脚RZI内部，门限电平5V和4.4V的比较器用于初级调整，门限电平1V和50mV的比较器分别是振铃抑制时间比较器和过零信号比较器。
在图2的右上角是计数器、定时器和比较器组成的数字频率降低电路以及反相输入端为VRM=4.8V与VRH=4.4V并带VRH锁定的比较器和反相输入端VRL=3.5V并带VRL锁定的比较器。
在图2的中央是软启动和通—断（on－off）触发器。软启动触发器通过通—断触发器的上升沿（并利用沿检测器ED1）置位。通—断触发器通过反相输入端15V的比较器（图2左下方）置位。该比较器上面是20V的Vcc过电压比较器，下面是14.5V和9V的欠电压比较器。IC脚PCS内部电阻R2连接一个开关，该开关由一个与门输出控制，与门的输入来自通—断触发器的输出。在开关接通时，脚PCS外部电容放电到1.5V。当进入PCS脚的电流低于100μA时，在主线欠电压比较器输出产生一个低电平输出信号。该输出信号经一个与门和或门电路置位脉冲锁定触发器，与门的另一个输入是接通时间触发器的反相输出。
位于图2中间下方的是突发触发器和脉冲锁定触发器。突发触发器由IC脚SRC内的2V比较器输出置位。突发触发器的输出，连接到脉冲锁定触发器的置位输入。脉冲锁定触发器的输出，影响接通时间触发器的复位输入。接通时间触发器的输出，连接到IC脚OUT内的输出缓冲器。脉冲锁定触发器也可由20V的过电压比较器置位。
IC脚SRC内部的电流源CS1为SRC脚外部电容器提供500μA的放电电流。与CS1并联的电流源CS2，通过软启动触发器激活。CS2的电流通过50ms定时器控制逐步改变，以此为软启动产生上升的调节电压。
一个20kΩ的上控电阻R1下端在内部连接到SRC脚，上端通过开关连接到5V的参考电压。该开关由一个触发器的输出控制，该触发器通过接通时间触发器的输出下降沿置位，以产生振铃抑制时间。接通时间触发器由过零信号经过一个与门复位，该与门的另一个输入是下部第二个触发器的输出。当RZ1脚上的脉冲高度超过4.4V的门限时，第二个触发器置位。
在图2右上部的数字频率减小电路中，4位加/减（UP/DOWN）计数器的寄存数决定变压器退磁后的过零信号数。过零信号计数器计数输入过零信号，并由一个比较器检测和放大。只要过零计数器存储数与加/减计数器存储数相等，比较器就发送一个输出信号至接通时间触发器，从而使功率MOSFET导通。为避免抖动，加/减计数器的存储数仅在50ms定时器确定的每个50ms周期之后加1或减1改变，这种变化取于VRH和VRL锁存状态。如果两个锁存处于低态，计数器增加1。如果仅VRL锁定置位，加/减计数器仍不变化。如果VRL和VRH被置位于高电平，加/减计数器减少1。在此之后VRH与VRL锁定被复位。在接下来的50ms内，VRH与VRL锁存将再次置位。当IC脚SRC上电压VSRC<3.5V时，VRL锁定置位，加/减计数器加1；当VSRC>4.4V时，VRH锁定置位，加/减计数器减1。在一个大的负载跳跃这后，为能迅速调节到最大的功率电平上，只要VSRC>4.8V时，加/减计数器被置位到1（0001）。
图2
2 应用与设计
2.1 应用实例与电路简析
图3是由ICE1QS01作控制器的200W高端电视机SMPS电路。该电路输入AC90～264V，4路输出电压/电流分别为135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。
连接于桥式整流器输出与大容量滤波电容C07之间线路上的电感器L08，二极管D08以及在D08正极与功率开关S01漏极之间的电容C08，组成PFC电荷泵电路。其作用是与输入端EMI滤波器一起，可在桥式整流器输入端产生正弦波电流。ICE1QS01内集成低功率待机突发模式电路，可使待机输入功率低于1W。在负载减小时，利用集成数字处理电路能使开关频率逐步降低，并不产生任何抖动。当待机开关S1断开时，参考二极管D60导通，输出电压V2调节值由齐纳二极管D61确定。当ICE1QS01脚4上的VSRC低于2V时，集成在芯片上的突发模式电路启动。在激活内部突发模式比较器后，栅极驱动输出（OUT）切换到低电平，Vcc关闭门限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突发模式期间，MOSFET导通时间至少为其最大导通时间的1/7。在突发之间的中断时间（tbreake）缩短，输出纹波通过跨越在AC主线输入与二极管D26和D27接点之间的电容C21的一个附加充电电流而降低。
二极管D62为正常模式与待机突发模式之间的过渡状态而加入。当待机开关S1闭合但输出V2已经无载时，加入D62可保证在突发模式下的正常周期。当V2变低时，参考二极管D60被关断。
ICE1QS01脚3外部电阻R38和R29充当变压器脉冲的分压器，脚3上的脉冲幅度约为4V。电容C29用作减小变压器过冲。其脚2与DC干线电压之间的电阻R22决定欠电压锁定门限。R22与电容C22相结合，可固定最大可能输出功率。
图3
2.2 主要元件选择
2.2.1 变压器设计要点
在图3所示的应用电路中，变压器T1的参量已基本标明。在此仅简要叙述变压器的计算公式。
首先，必须计算SMPS最大输入功率。若SMPS最大输出功率为Pout(max)，效率为η（通常取80％），最大输入功率Pin(max)为
Pin(max)=Pout(max)/η （1）
在最低AC线路电压VAC(min)下，SMPS初级平滑电容器（如图3中的C07）上的DC电压VDC(min)为
式中：Fhum=0.9，为初级电容器上100Hz电压纹波系数；
VAC(min)在通用宽范围AC供电线路下，通常为85V或90V。
在最高AC线路电压VAC(max)（如264V）下，初级电容器上的最高DC电压VDC(max)为
式中：Fcp为在初级电容器上的过电压因数，当SMPS不带PFC时，Fcp=1；若SMPS带PFC，Fcp=1.1。
通过初级绕组的最大平均电流IP(max)可由式（4）计算。
IP(max)=Pin(max)/VDC(min) （4）
变压器初级绕组匝数Np的计算公式为
式中：Vd(max)=600V，为MOSFET允许最高漏极电压；
Bmax=300mT，为变压器磁芯最大允许磁通密度；
Fos为初级绕组过冲因数，当不带PFC时，Fos=1.3，当带PFC时，Fos=1.8；
磁芯有效截面积Ae和参量AL，可以从根据Pin(max)选择的变压器提供的数据中查得。
每匝次级电压Vts为
Vts=[Vd(max)-Vdc(max)]/NpFos （6）
MOSFET的最大漏极电流Id(max)为
MOSFET最大导通时间ton(max)和最大截止时间toff(max)分别可用式（8）和式（9）计算。
SMPS最低自由振荡（freerunnign）频率为
如果SMPS最低频率fmin<20kHz，即进入可闻音频范围，应根据式（5）重新计算，Bmax取一个较低的值。
2.2.2 ICE1QS01各引脚外部主要元件的选择考虑
对于图3所示的应用电路，IC1（ICE1QS01）各引脚外部主要元件的选取依据如下。
1）IC1脚2（PCS）上的电阻R22与电容C22
当流入脚2的电流低于100μA时，内部主线欠压保护电路启动。在电容C07上的最低DC电压VDC(min)根据式（2）取114V，于是R22=1.14MΩ，可取1MΩ标准电阻。
当R22选定之后，电容C22可根据式（11）计算。
C22=VDC(min)ton(max)/(R22×3.5V)（11）
2）脚3（RZ1）外部电阻R38，R29与电容C29
R38的计算公式为
R38=VDC(min)Nr/(Np×0.5mA)（12）
式中：Nr为变压器（T1）调节绕组匝数。
当选取VDC(min)=114V，Nr=7匝和Np=
28匝时，R38=57kΩ，可?取56kΩ标准电阻。
R29与R38组成调整绕组感应电压的分压器。调整绕组感应电压（正值）为15V，考虑到初级和次级调节，R29可根据式（13）和式（14）确定。
R29=R38/〔(15V/5V)－1〕（13）
R29=R38/〔(15V/4V)－1〕（14）
在R38=56kΩ下，R29取值范围为20～28kΩ。
电容C29的计算公式为
C29=1000ns/R38（15）
据此，C29可选择22PF的陶瓷电容器。适当选择C29可在脚3得到令人满意的电压波形，保证MOSFET在最小的漏极电压上导通。
3）脚4（SRC）上接地电容C28
接电容影响调整尤其是初级调整的速度，但不影响软启动速度（原因是内部数字软启动电路被激活）。C28通常选取1．5～10nF的容值。
4）脚7（OUT）外部MOSFET栅极电阻R35
选择R35=33～100Ω，在MOSFET功率耗散与射频噪声（EMI）之间提供较理想的折衷方案。
5）脚8（VCC）外部阻容元件
电容C26容量选取33μF（25V）即可。若C26过大，启动时间过长，并且突发频率较低。
C27充当射频滤波电容，可选取C27=100nF。
电阻R26可用于增加突发频率，取值范围为0～50Ω。R37充当射频滤波元件并对Vcc起稳定作用，取值范围为0～100Ω。
ICE1QS01脚5（OFC）不用接地。
关键词：上电复位；带隙基准；温度系数；运算跨导放大器；激光调整
中图分类号：TP368.1文献标识码：B
文章编号：1004 373X(2009)02 012 04
Design of Power－on Reset Chip with High Reliability
WANG Hanxiang,LI Fuhua,XIE Weiguo
(Electronics and Information Engineering,Soochow University,Suzhou,215021,China)
Abstract：Based on problem of the conditional Power－on Reset(PoR) is easy to fail when powering on again,a comparator structure is proposed,which is implemented by bandgap reference,resistance network and logic block.Reset timeout delay block is added to make it much more reliable.The function simulation by Hspice using 0.6 μmCdouble poly－N well CMOS process shows that when the circuit working under the supply voltage of 3.3 V,the threshold of supply voltage is 3.08 V and the reset timeout delay is set to 100 ms.The results demonstrate that the design can supply a stable and reliable PoR signal and be used to monitor power supplies in computers,microprocessors and portable equipment.
Keywords：power－on reset;bandgap;temperature coefficient;OTA;laser trimming
0 引 言
现代科技领域对电子产品性能的要求越来越高，微处理器系统的稳定性和抗干扰能力是电子工程师面临的一大难题，电源监控技术就是解决这一难题的有效手段之一。上电时上电复位（Pow－on Reset,PoR）电路对数字电路中移位寄存器、D触发器和计数器、模拟电路中的振荡器、比较器等单元电路进行复位，保证电路在上电过程能正确启动［1,2］。上电复位信号在电源电压上升过程中一直保持低电平（有效复位电平），直到电源电压稳定达到系统规定的正常工作电压后转变为高电平。
传统上电复位电路是利用电容上的电压不能突变，通过RC充电来实现。尽管 “充电箝位”电路可以改善上电没有器件限制电容C充电的问题，但这种结构在二次上电时仍有可能出现失效［3］。在此基于比较器型复位电路［3］，设计了高精度的带隙基准、比较器、用于门限设置及检测的内部电阻网络和复位延时电路，有效解决二次上电失效，具有高可靠性。
1 电路设计与分析
1.1 上电复位电路的结构和原理
为了解决传统上电复位电路的二次上电可能出现错误的问题，这里基于比较器结构设计了精准的带隙基准作为比较基准，其中电阻网络用于设置和检测电压，采用延时电路减小电压纹波的影响，提高了复位信号的可靠性，结构如图1所示。在上电过程中，reset一直保持低电平，当电源电压达到预设的阈值电压后，采样电压高于基准电压Vref，比较器输出状态改变，逻辑电路控制时钟电路产生延时，100 ms后reset变为高电平，完成复位。
图1 POR的系统框图
1.2 偏置电路
精确的偏置电流是整个电路准确运行的基础，因此设计一种与电源电压无关的偏置电流I ［4］，如图2所示，其中：
ИW1L1=KW2L2,W4L4=W3L3
VGS2－VGS1=IR1
I=12・μCOXW1L1(VGS1－Vth1)2
I=12・μCOXW2L2(VGS2－Vth2)2И
忽略体效应，联解上式得：
ИI=2μCOXW2/L2・1R21(1－1K)2И
由上式可知偏置电流与电源电压无关，但电阻具有温度系数，为了减小偏置电路的温度系数,电阻由正负温度系数的电阻按比例串联组成。poly2电阻为负温度系数，而N阱电阻为正温度系数，两者结合可以实现零温度系数。
图2 偏置电路
图2中M5~M7组成启动电路，克服自偏置电路的零偏置点。NB，PB为偏置电流的镜像电流，为带隙基准、比较器电路和时钟电路提供偏置。
1.3 带隙基准电路
作为比较器的比较基准，其高稳定性是比较结果准确性的关键，因此设计了一种低温度系数与电源电压无关的带隙基准［5－9］。带隙基准由电源电压产生稳定精确的Vref，能克服电源电压的波动、温度的变化以及工艺误差等影响，输出稳定的参考电压。利用Veb和VT的温度特性来进行温度补偿，实现零温度系数。
图3为带隙基准电路结构图，A，B点为运放的两个输入端，运放闭环，A，B两点等电位。
ИI2=ΔVeb/R1
Vref=Veb2+I2(R1+R2)
ΔVeb=VTln(mn)
Vref=Veb2+VTln(mn)(R1+R2)/R1И
式中，m为R2与R3的比值；n为Q2 与Q1 的比值；Veb为负温度系数；VT为正温度系数。所以选择合适的电阻比值和晶体管的面积比值，可以使输出参考电压获得最小的温度系数，当然电阻本身同样具有温度系数，但电阻以比值出现，可以忽略其影响。M1~M10构成运算跨导放大器［10］,C1为运放的相位补偿，保证60°的相位裕度。
图3 带隙基准
1.4 比较器电路
比较器电路用于监测电源电压变化，能比较的电平越低越好，即具有较高的灵敏度。因此采用经典的二级比较器［11］，它具有很高的开环增益，高于60 dB。合理设置差分输入管M1，M2和电流镜负载M3，M4的尺寸，保证了比较器低的失调电压。选择合适的尾电流大小，能提高压摆率，优化比较器的响应速度。其高增益、低失调、快速度特性保证了比较器准确对电源电压的监控。图4中M1~M5为第一级；M6，M7为第二级；I1，I2为2个缓冲级。
图4 比较器
1.5 时钟电路
为了增加复位信号的可靠性，这里增加了复位延时。其主要由振荡器和分频器组成，如图5所示。M1~M7和C1构成振荡器，EN为使能信号。EN为低电平时，振荡器开始工作，M5导通，M3，M4组成的电流源通过M5对电容C1充电；当电容上的电压上升到施密特触发器的V+时，施密特触发器反相，M6导通，电容通过M1，M2构成的电流沉放电；当电容上的电压下降到施密特触发器的V_时，密特触发器反相，M5导通，这样周而复始，产生时钟信号。
图5 时钟电路
t涞绐=C1(V+－V－)/I涞绐，
t诺绐=C1(V+－V－)/I诺绐，T=t涞绐+t诺绐
分频器的作用是产生一定的延时来触发复位信号，增加复位信号的可靠性。其主要由一串D触发器构成的二分频电路构成，NЪ抖分频构成的延时为：
Иt┭邮豹=2N2T=2N-1TИ
1.6 采样电路
采样电路由电阻网络实现，主要用于采集电源的变化。图1中的R1和R2构成采样电路，VCC_th为电源电压的门限电压，则：
ИVCC_det=VCCR2/(R1+R2)И
临界点为：
ИVCC=VCC_th,VCC_det=VrefИ
因此：
ИR2/R1=Vref/(VCC_th－Vref)И
静态电流为：
ИIq=VCCR1+R2И
考虑到静态电流，要求采样电阻阻值较大，一般2个采样电阻（即R1，R2）需大于100 kΩ。用较小的等阻值的电阻串联来提高精度，所以在版图中设计一些被短接的预留电阻，并通过激光调整的方法或修改顶层金属连线来调节电阻。电阻的高精度和良好的匹
配性保证了被采集电源信号的准确性。
2 电路仿真
利用0.6 μm的CMOS工艺模型和HSpice仿真器，对设计的PoR进行仿真和优化。以下为仿真的主要结果。
带隙基准的正常启动和精确性对PoR的准确工作至关重要。图6是对带隙基准启动过程的仿真，图中可见当电源上电过程中，带隙基准电路正常启动；图7是Vref随电源电压VCC的变化特性，由图可知，在电源电压VCC变化范围内(2.0~3.3 V),Vref仅有2.5 mV的变化。
图6 带隙基准的启动
图7 Vref随电源电压VCC的变化特性
图8是对上电复位电路的上电、掉电和二次上电的仿真，图中可以看出电源缓慢上电， reset一直保持低电平，当超过3.08 V后振荡器开始工作，经过8个振荡周期reset变为高电平。
图8 POR上电、掉电、二次上电的仿真
电源电压掉电低于3.08 V，reset变为低电平，再次上升达到电源阈值电压8个振荡周期后reset又变为高电平。仿真结果表明PoR具有高可靠性。为了减少仿真时间，本图仿真采用的是16分频器，而不是实际的100 ms延时。
3 版图设计
作为设计与制造的纽带，版图的地位至关重要，模拟集成电路的性能很大程度受版图因素的影响［12］。以下为版图设计中的一些注意点：
（1） 该带隙基准PNP管的面积比是8∶1，做成3∶3∶3的结构，将面积为1的管子置于中心，保证匹配性；
（2） 该设计与电阻密切相关，电阻的失配会产生误差，将电阻做成叉指相间的形式，尽量减小电阻的不匹配；
（3） 运放的差动输入对的失配会产生失配影响电路性能，将差动对做成十字交叉形式，保证其对称性；
（4） 偏置电流要相对对称，减小失配引入的误差；
（5） 参考电压要远离跳变电压，总体布局时考虑到应力因素，将匹配性要求高的电路尽量置于应力较小处。
4 结 语
设计了一种由精确的带隙基准比较器，用于门限设置和检测的内部电阻网络等组成的上电复位，具有复位延时，可以准确可靠提供复位信号，还具有良好的性能，可广泛用于处电脑、微控制器以及各种便携式电子产品中，实现对系统电压、电源电压和电池的监控。
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---锁相环路诞生于20世纪30年代。近年来，锁相技术在通信、航天、测量、电视、原子能、电机控制等领域，能够高性能地完成信号的提取、信号的跟踪与同步，模拟和数字通信的调制与解调、频率合成、滤波等功能，已经成为电子设备中常用的基本部件之一。为了便于调整，降低成本和提高可靠性，目前已有多种不同性能的集成锁相环电路，主要分为模拟和数字两种。
---数字锁相芯片4046结构简单，接线方便，功能扩展容易，在音频发生器设计、鉴相、频率合成、压频转换等方面获得广泛应用。本文利用4046的锁相和压控振荡原理，结合计数器的分频功能，并通过计数和译码显示测量不同汽缸汽车的转速。 2 数字锁相环4046的功能及在本设计中的应用
2.1 数字锁相环4046功能简介
---数字锁相环4046包含两个相位比较器，一个压控振荡器（VCO），一个源极跟随器和齐纳二极管。比较器有两个共用信号输入端，一个是输入信号端，一个是比较信号输入端，对于大幅值信号，可直接耦合到比较器输入端，对于小幅值信号，可通过电容耦合到放大器上，再送给信号输入端。
---相位比较器1是一个或门，产生相位差信号（相位比较器1输出），并在压控振荡器的输出信号中心频率处保持90°相移不变。只要输入信号和比较信号（占空比都为50%）的相位差保持恒定，压控振荡器输出信号的中心频率就跟踪输入信号的频率，这也是锁相环锁相的本质。
---相位比较器2是边缘触发的数字存储网络，产生相位差信号（相位比较器2输出）和锁定信号（相位脉冲输出），并在压控振荡器的输出信号中心频率处保持0°相移不变。只要输入信号和比较信号（与占空比无关）的相位差保持恒定，压控振荡器输出信号的中心频率就跟踪输入信号的频率。
---压控振荡器（VCO）产生的信号从VCO OUT 输出，振荡频率由压控振荡器输入信号（VCO IN）和6、7管脚间的电容和11、12管脚上接的电阻共同确定，当外围参数确定后，振荡频率的大小与压控振荡器输入信号成线性关系。
---源极跟随器通过外接10kΩ以上的电阻接地。当INHIBIT 输入端信号为高电平时，就会屏蔽压控振荡器和源极跟随器来减小功耗。齐纳二极管主要起稳压作用。
---4046有以下主要特点：
---(1) 较宽的电源电压范围（3.0～18V）；
---(2) 低功耗（70μA）；
---(3) 振荡频率高且稳定（1.3MHz）；
---(4) 频率温度漂移小；
---(5) VCO输出线性好（<1%）。
2.1 数字锁相环4046在本设计中的应用
---本设计中，传感器采集汽车打火系统中的电火花信号，此信号经过限幅、滤波、稳压，送给电压比较器的同相输入端，与反相输入端的恒定电压值进行比较，输出信号为矩形脉冲，高电平为运算放大器的电源电压值。经过处理后的信号送给数字锁相环4046的输入信号端口，采用4046的第二相位比较器，当输出信号（4管脚）的相位与输入信号的相位差恒定时，输出信号频率为输入信号频率的整数倍。频率大小取决于相位比较器的输出信号经低通滤波处理后的电压和6、7管脚间的电容和11、12管脚上外接的电阻的大小。
3 测量汽车转速的设计电路实现
---对于4缸、6缸和8缸汽车发动机，为了得到统一的转速计算公式，需要对4046的输出信号进行不同的分频。对于4缸汽车发动机来说，4046的输出信号要经过6分频，对于6缸汽车发动机来说，4046的输出信号要经过4分频，对于8缸汽车发动机来说，4046的输出信号要经过3分频。而计数器具有分频功能，本设计中选用具有可变计数器功能的CMOS芯片4018。只要把4018芯片的6管脚接到1管脚DATA端，就构成6进制计数器，对输入时钟信号进行6分频；只要把4018芯片的4管脚接到1管脚DATA端，就构成四进制计数器，对输入时钟信号进行4分频；把第4和第5管脚经相与后再接到1管脚DATA端，就构成三进制计数器，对输入时钟信号进行3分频；采用一个多路开关就可实现对不同汽缸汽车的转速测量。
---4046的输出信号经计数器计数，数据锁存后，送给译码电路，译码输出驱动共阴极发光二极管，直接显示测量结果。
---整个测量系统可用以下原理框图表示。
4 关键设计环节的仿真
---本设计的关键环节是数字锁相环4046的锁相和压控振荡功能以及可变计数器4018的分频功能。电路设计与制版软件Protel 99内含一个功能强大的模/数混合信号仿真器，可进行瞬态分析， 显示电路节点的波形，从而验证设计的可行性。可利用此软件的仿真功能来分析4018和4046的功能以及在本设计中的应用。
4.1 4018的分频功能仿真
4.1.1 6分频的实现
---由以上分析可知道，只要把4018的6管脚输出接到1管脚DATA端，4018就成为六进制计数器，电路连接如图3所示。
---仿真时，在4018的时钟CLK端加上频率为1MHz的方波信号，观察输入信号Ui和输出信号Uo，波形图如图4所示，用软件所带测量光标测量两个信号的频率，Ui的频率恰为Uo的频率的6倍，用4018成功地实现了输入信号的6分频。
4.1.2 4分频与3分频的实现
---只要把4018芯片的4管脚接到1管脚DATA端，就可对输入时钟信号进行4分频，把第4和第5管脚相与后再接到1管脚DATA端，就可对输入时钟信号进行3分频，相应的电路连接图和仿真波形不再赘述。
4.2 4046的锁相功能和压控振荡功能仿真
4.2.1 4046的锁相功能仿真
---4046内部有两个相位比较器，本设计中使用相位比较器2，把信号输入端（14管脚）的信号与比较输入端（3管脚）的信号进行相位比较，将相位差转化为脉冲信号输出，此信号经过低通滤波器滤波，作为压控振荡器的输入信号，只要14管脚和3管脚的信号相位差恒定，压控振荡器的输入信号就为定值，压控振荡器的输出信号频率就为14管脚信号频率的倍数。实际电路连接图如图5所示。
---图5中，经传感器采集并预处理过的信号从信号输入端（14管脚）输入，压控振荡器的输出信号（4管脚）经4018分频后反馈至比较信号输入端（3管脚），鉴相后的信号从相位比较器2（13管脚）输出，此信号经低通滤波处理后送给压控振荡器输入端（9管脚），输出信号频率由压控振荡器输入信号和6、7管脚间的电容C1和11、12管脚上的电阻R1、R2决定。
---对4046的锁相功能进行仿真时，从14管脚输入频率为60Hz，高电平为电源电压（10V），占空比为1/4的矩形波信号，从3管脚输入频率为60Hz，高电平为电源电压（10V），占空比为1/2的矩形波信号，二者的相位差是恒定的，从相位比较器2输出的信号滤波后成为直流信号，送给压控振荡器输入端，相应的仿真波形图如图6所示。
---由上图可以看出，当输入信号和比较信号的相位差保持恒定时，鉴相后的信号经低通滤波处理后为直流信号，此信号控制压控振荡器的输出信号频率。
4.2.2 4046的压控振荡功能仿真
---当外围参数确定后，4046的压控振荡器输出信号频率取决于VCO IN端的直流信号大小。通过设置不同的输入直流信号电压，观察输出信号波形。所采用的电路连接图如图7所示。
---分别给VCO IN端加上1.0～7.0V的直流电压，观察VCO OUT端的输出信号波形，所得波形图如图8所示。
---通过测量光标测量各输出信号的周期，再转换成频率，所得波形频率与输入直流电压的关系如表1所示。
---通过以上波形显示和测量数据可以得出以下结论，压控振荡器的输出信号频率与输入电压具有很好的线性关系，输出信号频率超出音频范围。
【关键词】Logidyn D；供电电源；基准电压
1.引言
衡钢89分厂连轧机、张减机核心传动均采用Logidyn D控制，然而在使用中多次因Logidyn D供电电源不稳定，造成热轧线全线停机，有时甚至造成直流传动系统Logidyn D的TCU、DCS、通讯板等核心部件全部烧毁，直接经济损失达100多万元。为防止此类事故再次发生，我们对Logidyn D的供电电源设计制作了一套保护系统。
2.系统分析设计
Logidyn D对供电电源的稳定性要求相当高，正常工作电压为5V,允许波动的范围为4.8V-6V，当超出正常工作电压的20%(6V)时会烧坏所有TCU、通讯板等；低于4.8V时会造成Logidyn D工作不稳定。
针对以上情况，为保护Logidyn D核心部件，我们设计了一套Logidyn D电源的保护系统，以防止5V电压的突然升高而损坏Logidyn D的核心部件。
3.系统工作原理
3.1 系统构成方框图与原理图
3.2 系统工作原理
(1)B为220V/15V变压器，经Z桥式整流、稳压块7812输出电压为直流12V，C1、C2、C3、C4为滤波电容。
(2)稳压块7812输出的12V的直流电压，经过电阻R1、R2分压，在比较器LM339的反相输入端V1提供5.57V的基准电压，被检测的电压经输入电阻R3加在比较器LM339的同相输入端V2。
(3)K为屏蔽启用开关，连接a启用监控、连接b作屏蔽。正常工作时比较器输入端电压V1>V2，输出端电压Vo为低电平0V，一旦V2>V1（被检测的电压高于基准电压）时，比较器输出电压Vo翻转为高电平12V，12V电压经过D5反馈作用于比较器LM339同相输入端，使V2>V1恒成立，从而锁定比较器LM339输出电压为12V，直至确认故障停电复位后才恢复。
(4)当Vo＝0V时，三极管S8050截止，线圈J1、J2失电常闭，保证直流稳压电源交流侧220V正常供电，一旦V2>V1（被检测的电压高于基准电压）时，这时Vo＝12V，此时三极管S8050导通，线圈J1、J2同时得电相应常闭触点J1、J2断开从而切断主电源，同时R9、D4线路接通，红色发光二极管D4闪烁，作报警指示。故当直流5V电压异常而高于5.57V的基准电压时因为有了可靠的双重保护，故不会损坏Logidyn D的核心部件。
(5)因为考虑到由于J1线川的意外损坏，或者其触点粘死的可能性还是存在的，故此电路中增加了与J1功能完全一样的J2，当直流5V电压异常而高于5.57V的基准电压时因为有了J1、J2的双重保护，故能可靠切断主电源而保护Logidyn D的核心部件。
(6)图中D3为续流二极管，为线川J1、J2释放能量提供回路。
3.3 防止5V电压低于4.8V的措施
因为LOGIDYN系统DC5V供电低于4.8V时会造成Logidyn D工作不稳定，故我们采取了如下措施：
(1)LOGIDYN系统DC5V供电电流达到30A，所以我们将线路重新设计与布置，尽可能的缩短线路以减少线路压降。
(2)增大线径，将原来6mm2的线换成10mm2的线，以进一步减少线路压降。
(3)在交流220V电源侧增加一台UPS稳压电源，能有效的保证直流5V电压的精度。
3.4 防干扰措施
在设计以上保护电路中，我们重点考虑了2个技术问题：A：能可靠动作而切断主电源（设计了D5反馈自锁电路与J1、J2双重保护电路）B：保证5.57V基准电压的精度与采取防干扰措施防止LM339误动作：
如果出现误动作会造成连轧机卡轧等事故。故我们在电路中采取以下措施：
(1)在稳压块7812前后都设计了滤波电容C1、C2、C3、C4以保证直流12V的质量与提高抗干扰性能；选用了性能较好的电阻R1、R2从而保证了5.57V基准电压的精度；
(2)在比较器LM339的同相输入端设计了滤波电容C5（0.1uf），以提高LM339抗干扰性能，防止出现误动作而造成事故。
4.结束语
调试过程中，在系统的直流电源侧人为加入干扰，电路中的接触器J1与J2都能够在很短的时间内动作，断开220V输入电源，对电源的突升起到了双重保护的作用，即切断主电源。
经过多次反复调试，每次都能顺利启动保护动作，实验验证了该装备的可靠性。目前该装置已在89分厂投入使用一年多，未出现LOGIDYN工作不稳定，或烧坏LOGIDYN核心部件的事件。
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摘要：介绍了高频开关电源的控制电路和并联均流系统。控制电路采用TL494脉宽调制控制器来产生PWM脉冲，用软件的方式实现多电源并联运行时达到均流的方法。
关键词：开关电源；脉宽调制；均流
引言
模块化是开关电源的发展趋势，并联运行是电源产品大容量化的一个有效方案，可以通过设计N＋l冗余电源系统，实现容量扩展。本系统是多台高频开关电源（1000A/15V）智能模块并联，电源单元和监控单元均以AT89C51单片机为核心，电源单元的均流由监控单元来协调，监控单元既可以与各电源单元通信，也可以与PC通信，实现远程监控。
1PWM控制电路
TL494是一种性能优良的脉宽调制控制器，TL494由5V基准电压、振荡器、误差放大器、比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管、空载时间电路构成。其主要引脚的功能为：
脚1和脚2分别为误差比较放大器的同相输入端和反相输入端；
脚15和脚16分别为控制比较放大器的反相输入端和同相输入端；
脚3为控制比较放大器和误差比较放大器的公共输出端，输出时表现为或输出控制特性，也就是说在两个放大器中，输出幅度大者起作用；当脚3的电平变高时，TL494送出的驱动脉冲宽度变窄，当脚3电平变低时,驱动脉冲宽度变宽；
脚4为死区电平控制端，从脚4加入死区控制电压可对驱动脉冲的最大宽度进行控制，使其不超过180°，这样可以保护开关电源电路中的三极管。
振荡器产生的锯齿波送到PWM比较器的反相输入端，脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端，通过PWM比较器进行比较，输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时，TL494输出的脉冲宽度也随之改变，从而改变开关管的导通时间ton，达到调节、稳定输出电压的目的。脉冲调宽电压可由脚3直接送入的电压来控制,也可分别从两个误差放大器的输入端送入,通过比较、放大,经隔离二极管输出到PWM比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用,如分别用于反馈稳压和过流保护等，此时脚3应接RC网络，提高整个电路的稳定性。
如图1所示，PWM脉冲的占空比有内部误差放大器EA1来调制，而内部误差?大器EA2则用来打开和关断TL494，用于保护控制。脚2和脚15相连，并与公共输出端脚3相连通，因脚3电位固定，所以，TL494驱动脉冲宽度主要由脚1（PWM调整控制端）来控制；脚16是系统保护输入端，系统的过流、过压、欠压、过温等故障以及稳压或稳流切换时关断信号都是通过脚16来控制。锯齿波发生器定时电容CT=0.01μF，定时电阻RT=3kΩ，其晶振频率fosc==36.6kHz。内部两个输出晶体管集电极（脚8和脚11）接＋12V高电平，其发射极（脚9和脚10）分别驱动V1和V2，从而控制S1和S2,S3和S4管轮流导通和关闭。
2软件介绍
2.1电源单元和监控单元的软件
高频开关电源单元主要有数据采集，电压电流输出给定，键盘和LED显示，故障处理以及与监控单元RS485通信等子程序组成。监控单元主要有键盘和液晶显示，EEPROM以及与电源单元和PC机RS485通信等子程序组成。EEPROM用于存放工作参数和其他不能丢失的信息，它采用X5045芯片，X5045有512字节，内涵看门狗电路，电源VCC检测和复位电路。
如果出现故障，电源单元立即做出相应处理，并主动向监控单元申请中断，将故障数据传送给监控单元，监控单元立即调用故障处理程序，如果故障严重将切除故障电源，并启动备份电源，而且将故障情况传送给PC机。
2.2均流处理程序
高频开关电源单元将各自的电压和电流发送给监控单元，监控单元接收到各电源单元的电压和电流信息后，马上进入均流判定处理程序。本程序将根据均流精度的要求，计算出该由哪个电源单元进行怎样的调节以达到均流要求。该程序主要包括下面两个模块：第一个模块主要完成电压的检查工作，发现电源单元电压偏移超过要求，马上进行相应调节，保证其电压为要求值；第二个模块用于进行均流计算，该模块将找出电流偏移平均值超过规定要求的电源单元，并进行相应的调节。均流流程图如图2所示。
由于在实际运用中，各电源单元的电压值并非完全一致，所以本系统对多电源单元并联后的电压有两条要求。
1）多电源单元并联时，若各电源单元之间的最大电压偏差>0.5％，那么并联后的输出电压要求在各电源单元的电压之间；若各电源单元之间的电压偏差均<0.5％，那么并联后的输出电压应为各电源单元电压的中间值加0.25％误差。本要求同时兼顾了尽量提高稳压精度和防止电压调节过于频繁的要求。
2）并联后的输出电压与任一电源单元工作时的电压之差≤1％（本电源要求稳压精度<1％）。
若找不到符合要求的电压点，则程序认为相互并联的电源的电压偏差过大，将停止均流调节，并按要求提出警告。
第二个模块用于对各模块的电流进行均流计算，在本系统中，软件的均流精度定在5％。程序找出大于或小于平均电流的模块，如果超过了精度范围，程序将设置相应标志位，然后启动通信程序，通知相应电源模块启动调节程序。
随着计算机技术、多媒体技术、信号处理技术、微电子技术的不断发展，模数（A/D）转换器的应用已经逐渐渗透到生活中的各个领域。在许多现代先进电子系统的前端和后端都要用到GHz以上高性能A/D转换器，以改善数字处理系统的速度和性能，特别是诸如高端示波器、数字机顶盒、激光多普勒测速、医疗成像系统以及包括无线电话和基站接收机在内的现代数字通信系统应用对高速、高性能A/D转换器的需求不断增加。这些应用对数据采集系统中的模拟输入带宽、采样速率、信噪比等技术指标都提出了越来越高的要求，超高速A/D转换器已经成为当前国内外研究的热点。
转换器结构及电路设计
在超高速A/D转换器的设计中，一般多采用全并行flash结构、折叠内插式和时间交织等结构。全并行flash结构的优点是只需单相时钟、结构设计简单以及高频性能好：缺点是所需的比较器数目与分辨率成指数关系，因此它消耗的功耗、占有的芯片面积和输入电容也与分辨率成指数关系，因此全并行结构多适用于分辨率在8位以下的超高速A/D转换器设计。
本文设计的8位精度、超高速A/D转换器采用了新颖的时间交织工作模式折叠内插式电路架构，其优点是在兼顾面积和功耗的同时，可实现GHz以上的超高转换速率。转换器整体电路结构如图l所示，四路8位精度、采样率为750MHz的子模数转换电路按照90°的时钟相移差循环交织工作，可以实现3.0GHz的转换速率。
折叠内插量化电路
折叠内插量化电路模块是8位3.0GSPS A/D转换器的核心电路，本文设计的两级级联折叠内插量化电路内部包括了3×3倍折叠电路和3×4倍插值电路以及高速比较器电路等。折叠技术通过对输入信号的折叠，降低比较器的数目，在本设计中，采用3×3倍级联折叠电路使比较器数目由约256个降低到约32个，大大节约了芯片面积和电路功耗。采用3×3倍级联折叠，而不是一次9倍折叠有利于降低节点的寄生电容，保证电路的高带宽。内插技术降低预放大器及折叠电路的模块数，有利于降低量化电路的输入电容，本文设计的转换器采用3×4倍的高插值率使输入电容降低为约lpF，有利于采/保电路的设计，提高电路工作速度。3×4级联插值分散了节点的寄生电容，保证了电路的高速度。预放大电路和折叠电路，共同组成了3级放大电路，放大了差分输入信号，有利于降低比较器失调的影响，提高比较器的量化精度。
宽带超高速采样/保持电路
对于8位精度的超高速A/D转换器而言，输入信号经采样保持电路之后，可以变成一个准直流的信号，对于带宽和动态建立精度的要求降低，有利于提高A/D转换器的速度和精度。同时对折叠插值式ADC来说，信号将会通过粗通道和细通道，两个通道对于信号进行并行处理，如不经过采样保持电路，那么两个通道之间的时序差别在输出端将会产生极大的“毛刺”效应。在信号输入端经过采样保持电路后，可以实现两个通道的预同步，从而使双通道在时序方面保持同步，精度提高。
本文设计了一款新型开环全差分主从式超高速采样/保持电路结构，如图2所示。电路采用全差分结构有利于抵消电路的偶次谐波失真和直流失调：主从式结构通过隔离运放中较大输入电容的影响，扩展了采样电路的带宽，有利于提高主采样电路的速度及精度。另外，在采样保持电路前端采用内部输入驱动电路，有利于输入信号同步和隔离输入信号噪声。输入驱动电容采用NMOS管，输出驱动电路采用PMOS管，输入信号经历两次电平移位后相同，有利于后级电路的接收。四路工作在750MHz采样率的子采样/保持电路模块按0°，90°，180°，270°相移时钟先后对输入信号进行依次采样、保持，并循环交替工作，共同实现3.0GHz的信号采样率。
宽带模拟开关
良好的模拟输入开关是一个超高速A/D转换器实现优异性能的基础，因此在转换器的设计中，一个高带宽、低失真的模拟开关是必不可少的。要使开关具有低失真特性，最基本的思想就是使得开关的栅源电压与输入信号无关，并尽可能地消除体效应的影响。本文设计的模拟开关电路结构如图3所示。
图3中，N1、N2、P1、P2、P6、P7、N9等晶体管组成了低失真、宽带NMOs开关：其它部分用于控制开关的开启与关断：V1、v2是直流偏置电压。电路的工作过程如下：当时钟CLK1为高电平时，节点①为低电平，适当的v1、V2偏置使得P9、P10、N11均导通，所以节点④被偏置到Vdd电位，P8管导通，使得节点③的电位近似为2Vdd，从而P7和N9导通，并为N1和P1通路提供偏置电流，开关N2导通，最终N2的栅源电压等于N1和P1的开启电压之和。反之，当时钟CLK1为低电平时，节点④被电容N10自举到接近2Vdd的电位，由于节点⑦的电位也近似为2Vdd，故P8截至，同时节点②为低电位，N4管导通，最终使得节点⑥为低电平，NMOS开关N2关断。
高速混合型比较器
模数转换器通过比较器才能产生最后的输出码，需要数量较多的比较器。比较器会为模数转换器带来延迟、精度、功耗、输入电压范围、输入阻抗以及芯片面积等诸多方面的影响。比较器的性能，特别是速度和精度，会直接决定模数转换器所能够实现的性能。
在高速A/D转换器的设计中，一般都采用动态锁存再生比较器。动态锁存比较器内部包含一个交叉耦合的正反馈回路，从而能够大大地提高比较器的速度。同时由于动态比较器在复位过程中，电路中没有直流通路，所以相对静态比较器，其静态功耗大大减小。这种结构的不足之处是在复位状态和再生状态之间还存在一个过渡状态，用于完成共源节点电位的建立，会影响比较器的再生速度。在再生状态时，比较器电路中会有很大的动态电流，会产生比较大的动态误差。由于本设计前级电路的增益足够大，能够使得比较器自身的失调电压被忽略。因此，在进行比较器的设计时，可放宽对于失调电压的要求，着重提高比较器的再生速度。
本文所设计的比较器如图4所示。CLK为高电平时，M13、M16、M20、M23开启，再生级的N2、N3会被复位到相同的电位。而由于M17被一个预设的直流电平偏置，这时节点N1仍会维持在一个较高的电位。当cLK为低电平时，M13、M16、M20、M23均关闭，比较器工作在再生状态。前级电路的输入VINN、VINP通过M14、M15输入到锁存再生级。M11和M12构成了一组正反馈，正反馈使得N1、N2的输出电位被分离成一组不平衡的输出（一端为高接近vDD，一端为低接近GND）。这一组非平衡的输出经过输出锁存级进一步的调整后，产生最终的比较器输出信号。
与传统的动态锁存式比较器相比，增加了一个由预设直流电平偏置的管子M17，M17会在比较器的工作过程之中一直稳定地提供一个恒定的静态电流，从而大大提高了比较器的再生速度，完全满足本文转换器设计对于比较器速度的要求。
数字校准技术
数字校准技术的应用可以使得在进行超高速A/D转换器设计时，着重注意A/D转换器的速度性能提高，打破按器件匹配进行设计的传统方式。在进行A/D转换器设计时，可以选用更有利于发挥A/D转换器速度优势的器件，将进行失调校正、精度优化的工作由数字校准技术完成。对于超高速折叠内插A/D转换器而言，在选择校准方法时，首先要考虑到其校准的速度要求，在优先保证高速度的前提下，再考虑其精度。因此，本文中的超高速折叠内插A/D转换器采用了前台数字校准方法，结构如图5所示。
其工作过程如下：校准电阻串采用N组间隔均匀的校准矢量电压VCAL，为N个直流电平。输入MUX模拟开关电路为二选一电路，在正常模式下选择外部信号输入，在校准模式下选择矢量电压VCAL输入。校准逻辑模块对校准模块进行逻辑控制和时序控制。可加/可减计数器是校准电路的运算核心，产生的数值将作为电流DAC的码位，并产生对应的调整电流。ADC模块的比较器产生输出信号，这个输入信号作为ADC模块的反馈在校准部分输入，通过对于反馈信号的判断，调整接口DAc的电流大小，从而使得A/D转换器的误差得到补偿，实现电路的校准。由于校准矢量信号依次通过了采保电路和转换电路，故整个模拟通道都得到了校准。
仿真结果
单元电路模块在Spectre仿真条件下进行设计仿真，包括电压拉偏、温度拉偏以及工艺角拉偏仿真等：整体电路的前仿及后仿则全部采用快仿工具完成仿真。转换器电路主要技术指标的仿真结果汇总见表1。
流片及测试结果
本文设计的8位3.0GSPS A/D转换器晶体管总数约为70万个，整体测试结果版图面积约为4.10×4.05mm2，采用0.18μmCMOs工艺流片，选用LQFP144封装，电路照片见图6。图7、图8和图9分别给出了转换器样片典型应用条件下的DNL、INL以及输入为747.390906MHz正弦波信号时的频谱分析结果。从图中可以看出，本文设计的8位3.0GSPS A/D转换器DNL最大值为0.22LSB，INL最大值为0.32LSB，常温条件下转换器的有效位为6.95Bits、信噪比达44.10dB、信噪谐波失真比为43.57dB、总谐波失真为-52.68dB、无
自动调节的一般方法
多频同步显示器能够自动适应显示模式的变化，捕捉同步信号，实现行、场扫描的同步而不致于发生显示混乱的情况，同时又能在信号频率变化时自动调节行、场电路的工作状态，使画面的幅度（行幅和场幅）不发生明显的变化。具体表现在下述几个方面：
1. 控制行、场振荡器的振荡频率，迫使行、场振荡频率和相位与外部输入的行同步信号同步；
2. 作为场幅控制信号，控制场扫描电路场幅控制端，使得场幅不随场频的增加而缩小；
3. 改变行逆程电容容量，使其随行频的升高而增加，保持逆程脉冲幅度的稳定，从而使行输出变压器副边的中、高压保持稳定，以实现亮度的稳定；
4. 改变行偏转电路中S校正电容的容量，使其随行频的升高而增加，使得显示的图像不随行频的变化而产生S形几何失真。
为了达到上述目的，常见的实现方法有两种。一种方法是利用频率/电压转换集成电路LM331N将各种显示模式下的同步信号的不同频率转换成相应的直流电压信号，在显示器的自动调节电路中可以使用该电压信号实现上述所有项目的自动控制。另一种方法是利用多频显示器专用的同步信号处理集成电路WT8043或WT8045等直接控制显示器的各部分电路，实现显示控制参数的自动调节。下面详细介绍这两种自动调节电路的实现原理。
LM331N构成的参数自动调节电路
LM331N是一种精密频率/电压转换器，它有两种封装形式，如图1所示。该集成电路采用一种“能隙基准电路”，使之具有非常好的温度特性，当电源在3.9~40V范围内变化时，f/V转换的精度可达±0.01%。LM331也可以反过来作为V/f转换器使用。
图2是由LM331N构成的频率/电压转换电路，图中的fH是是行同步输入信号频率，VH是输出电压，该电路的功能是将不同的输入信号频率fH转换成不同的直流输出电压VH。
在由LM331N构成的f/V转换电路中，VH和fH之间存在确定的线形关系，VH = kfH。其中k是一个常数，它由外接R、C元件的参数决定，可以用公式k = 2.09×RL/RS×(Rt×Ct)进行计算，其中RL为外部负载电阻、RS为基准电流调节电阻、Rt为定时电阻、Ct为定时电容。在上面的电路中，k = 2.09×RL/(VR1+R5)×(Rt×Ct) ≈ 0.27。
根据上述关系，可以算出各种显示模式所对应的VH：VCGA= 0.27×15.6 ≈4.2V， VEGA= 0.27×21.7 ≈ 5.9 V，VVGA= 0.27×31.5 ≈ 8.5V。
该芯片的供电电压Vc可根据实际需要确定，如果需要输出的电平高，则应提高供电电压，一般可取+5~+27V。
由频率/电压转换电路得到了随行频fH作线形变化的电压VH，利用VH就可以对各部分的电路参数进行自动调节了。下面是利用LM331构成的自动S 校正电路的一个实例。
显示器中的S校正，是通过在偏转电路中串联电容（称之为S校正电容Cs）来实现的，S自动校正实际上只能通过多个逆程电容CS0、CS1、CS2、CS3、…等的不同组合使S电容总容量发生变化，从而实现按频率变化的分段补偿。所以，不能直接使用VH，而必须进行相应的处理，将VH按照数值的变化进行分割，用分割后的电压值去控制串联在S校正电容回路中的电子开关，使其“通”或“断”，以达到增加或减少电容个数的目的。
图3是一个典型的自动S校正电路。行频信号fH从LM331的6脚输入，变换成电压信号VH后，经过电压跟随器HA17538进行信号缓冲，送至四电压比较器LM339的负极，在4个比较器的正极上由分压电路提供了4个互不相同的对应于相应视频模式的基准电压Er1~Er4。我们已经知道，当显示器分辨率设定较高时，fH较高，VH也高。当LM339四个比较器的公共正极上的电压高于某个比较器的负极基准电压时，则该比较器输出低电平，使场效应管（其作用相当于电子开关）截止，该回路则处于断开的状态。
反过来，行频越低，并联的电容数量越多，S校正电容的容量也越大。作为极端的情况，当显示模式被设定在该显示器的最小分辨率状态时，四个比较器均输出高电平，四个场效应管均饱和导通，逆程电容为5个电容并联的总容量，即CS = CS0 + CS1 + CS2+ CS3 + CS4。而当显示模式被设定在该显示器的最大分辨率状态时，四个比较器均输出低电平，这时逆程电容仅有CS0起作用。
采用LM331构成的自动调节电路实现参数的自动适应的方法，同样可以实现亮度的自动控制。具体做法是：通过使用LM331输出的电压VH来改变逆程电容的数量或电路结构，以改变逆程电容的容量，达到亮度的自动控制，使屏幕亮度不随频率的升高而自然增大。
以LM331N为核心构成的自动调节电路，其输出的电压难以直接被自动调节电路使用，而需要另外的电路进行转换，因而电路复杂，它正在被专用芯片WT8043所取代。
WT8043构成的参数自动调节电路
WT8043系列芯片（如图4）是台湾伟诠公司推出的多频同步显示器专用的同步信号处理IC，具有行频与场频鉴别、显示状态选择、同步脉冲极性检测与转换等功能。使用该器件可实现多频同步显示器的自动幅度控制及行频范围的自行设定。
使用WT8043芯片实现行供电电压的自动调节的方法是：在WT8043的输出端产生随频率变化的控制电压，利用该电压来控制开关电源向行电路供电的电压调节电路，使其输出电压随频率的增加而升高，所以简便而可靠。
下面以OLITI牌15英寸彩显为例，说明使用WT8043实现行幅度自动调节的原理和方法。图5是具体电路。图中Q803的工作状态是受显示器工作模式控制的，行频改变，其基极电压随之改变，从而控制前级Q504及Q503的导通状态，达到改变行供电电压的目的。
当显示模式为标准VGA（行频为31.5kHz），WT8043的7、8、9脚均为高电平，D807、D808和D810均截止，此时的A点电压较高，Q803截止，行电路仅由D507整流输出供电，电压较低。
关键词：霍耳效应；电机控制；自动重启；脉冲宽度调制
1879年，霍耳发现：沿x方向流过的电流受到其垂直方向(z方向)的磁场作用时，带电离子会受到y方向的磁力影响而产生电势积累，这就是霍耳效应。其中产生的电势差称为霍耳电压。由于变化的磁场会产生变化的电场，那么，利用霍耳效应做磁场监测是可行的，事实上也是目前普遍采取的方法。基于霍耳效应的传感一控制芯片广泛应用在电机控制、手机、电动车、电流及磁场测量等领域。
实际应用中，例如常用于PC散热等用途的直流无刷电机，由于外部障碍物等因素，可能异常停止运转。那么，电机控制芯片需要通过霍耳传感器对磁场相位监测，判别异常停转情况，及时关闭电机并延时重启，以便电机能够恢复正常工作。
图1给出了本设计中霍耳效应电机控制芯片的设计框图，由霍耳感应单元得到与磁场变换相关的电压信号，经放大器放大及磁滞比较器判别，控制逻辑监测电机的运行状态，做出关断或延时自启动等功能，功率输出管驱动外部电机工作。
通常，电机需要在较宽的电压范围工作。在本设计中，目标要求芯片能够工作在3.3V～28V的电压范围，并且当电机控制电压高于54.7V时，将输出电压钳位防止烧毁电机。
芯片工作电压由其内部电压源产生，而常见的带隙基准很难在这样宽的电压范围内正常的工作。因此，设计中采用三极管时代流行的齐纳二极管钳位方法产生电压源，如图2所示。这种电压源可以在很宽的电压范围工作，但也有电流消耗较大，且输出随电源电压、温度变化较大等诸多缺点。所幸在电机应用中，这些缺点是次要的。
当电压VIN高于齐纳管的反向击穿电压(一般约为6～7V，这里取6.5V)后，Vz电压被钳制在6.5V，R1起到限流的作用。而VIN低于6.5V而高于一定值，M1也可以导通，使得VCC有电压，同样可使内部电路工作。其中，M1，M2，M3皆为高压器件。经过适当设计，该电压源可以在3V～65V之间工作。
霍耳感应单元常用的形状和工艺材料有多种，此设计使用正方形外形并基于无特殊掺杂的CMOS工艺。在图3左图中，电流自+Vs流向地端，磁场垂直于该片面，则将在方形的另外两顶点之间会形成霍耳电压Vol。而通过开关控制，在下一时刻，电流流向及霍耳电压取向改为右图所示，这样也能够消除硅片的压电电阻(AR)效应。这样较其他设计中常见的采用2个或4个霍耳感应单元消除压电电阻效应的方法更省面积，复杂度也有所减小。
感应的霍耳电压经过放大器放大和磁滞比较器输出相应的数字信号。根据实际情况，在典型情况下可以将工作点设为30高斯，释放点设为_30高斯，磁滞宽度为60高斯。
磁滞比较器的输出信号交由芯片控制逻辑部分处理。为克服电机工作中的意外终止，本设计包含了防锁死及自动重启机制。该机制根据比较器输出信号相位的改变进行边沿监测、计数、重置等工作，与其他逻辑信号来判断芯片的工作状态。
防锁死重启电路及时序如图4所示，CompA经过延迟后与延迟之前信号进行异或运算，即可监测出脉冲边缘变化。若使用1 MHz的时钟信号，计数器持续计数到21s=262,144ps时，电路进入锁死状态。21位计数器继续工作直到溢出，其间时间差为221218=1,835,008us，约1.8秒后尝试重启，直到电机正常工作。
【关键词】霍尔传感器 转速仪 霍尔效应 信号处理
转速仪设计用到的传感器为霍尔传感器，霍尔传感器是一种磁电式传感器。它是利用霍尔元件基于霍尔效应原理而将被测量转换成电动势输出的一种传感器。由于霍尔元件在静止状态下，具有感受磁场的独特能力，并且具有结构简单、体积小、噪声小、频率范围宽（从直流到微波）、动态范围大（输出电势变化范围可达1000：1）、寿命长等特点，因此获得了广泛应用。例如，在测量技术中用于将位移、力、加速度等量转换为电量的传感器；在计算技术中用于作加、减、乘、除、开方、乘方以及微积分等运算的运算器等。本设计由转速模块、霍尔转速传感器、信号处理电路、频率计和LED显示模块组成。选用霍尔转速传感器作为测速元件，其工作原理是：在转轴的圆周上粘上磁钢，让霍尔传感器靠近磁钢，转轴旋转时，霍尔电势就同频率相应变化。把输出的信号送给放大、整形等信号处理电路得到脉冲信号，最后通过测频（计数）电路就可以得到被测转速。
一、转速模块
转速模块电机为直流电动机，直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大范围内平滑调速。直流电机的转速和施加于电机两端的电压有关，本设计电机调速电压为2-15V，转速最大为50转/s，转速随着调速电压的增大而增大。
二、霍尔传感器
霍尔传感器是利用霍尔效应实现磁电转换的一种传感器，它具有灵敏度高，线性度好，稳定性高、体积小和耐高温等特点，所以，在测量技术、自动化技术和信息处理等方面得到了广泛的应用，通常被用来测量位移、压力、转速等物理量。使用霍尔传感器获得脉冲信号，其机械结构可以做得较为简单，只要在转轴的圆周上粘上一粒磁钢，让霍尔开关靠近磁钢，就有信号输出，转轴旋转时，就会不断地产生脉冲信号输出。如果在圆周上粘上多粒磁钢，可以实现旋转一周，获得多个脉冲输出。在粘磁钢时要注意，霍尔传感器对磁场方向敏感，粘之前可以先手动接近一下传感器，如果没有信号输出，可以换一个方向再试。这种传感器不怕灰尘、油污，在工业现场应用广泛。在本设计中采用的传感器为某种型号的霍尔转速传感器 。它的感应对象为磁钢。当被测体上嵌入磁钢，随着被测物体转动时，传感器输出与旋转频率相关的脉冲信号，达到测速或位移检测的发讯目的。由于安装使用方便，通用性好，已被广泛应用于各种领域。
三、信号处理电路
如图1所示为信号处理电路，在电源输入端并联电容C2用来滤去电源尖啸，使霍尔元件稳定工作。H表示霍尔元件，在霍尔元件输出端（引脚3）与地并联电容C3滤去波形尖峰，再接一个上拉电阻R2，然后将其接入LM324的引脚3。用LM324构成一个电压比较器，将霍尔元件输出电压与电位器RP1比较得出高低电平信号给单片机读取。C4用于波形整形，以保证获得良好数字信号。LED便于观察，当比较器输出高电平时不亮，低电平时亮。
电压比较器的功能：比较两个电压的大小（用输出电压的高或低电平，表示两个输入电压的大小关系）： 当“+”输入端电压高于“-”输入端时，电压比较器输出为高电平； 当“+”输入端电压低于“-”输入端时，电压比较器输出为低电平；比较器还有整形的作用，利用这一特点可获得良好稳定的输出信号，不至于丢失信号，能提高测速的精确性和稳定性。
图1信号处理电路
四、频率计和显示单元
频率计显示屏由五位数码管组成最大显示99999HZ，精度3%；选择开关控制频率计输入端，作为频率表使用，被测信号范围为0.5VP-P-20VP-P；频率显示范围为1Hz-10KHz；作为频率计精度为5%。转速仪整体组建图如图2所示：转盘与电机安装在一起，随电机转动，电机控制转速电压为2-15V可调，转盘上安装磁钢，霍尔传感器安装在传感器支架上，使霍尔元件正对着转盘上的磁钢。当转盘旋转时，霍尔传感器就输出周期性的脉冲信号。该脉冲信号送给频率计和显示单元，就会在显示器上显示出当前转盘转动的频率。
图2转速仪组建图
霍尔传感器具有不怕灰尘、油污，安装简易，不易损坏等优点，在工业现场得到了广泛应用。利用霍尔传感器设计的转速测量系统硬件电路简单，容易调试， 测试结果表明对电动机转速的测量精度较高，基本能够满足实际的测试需要，有一定的实际应用价值。
参考文献：
[1]何希才，薛永毅.传感器及其应用实例[M].北京：机械工业出版社，2004.1
引言
由于电力变换装置均工作在大功率环境中，过流和短路是不可避免的。为了确保电力变换装置安全可靠地工作，有效的电流保护设计是必须的。而过流相对于短路对变换装置的危害要小，再加上各种资料对过流保护介绍得比较多，故在此主要讨论电力变换装置中的短路保护的设计。
现代电力变换装置均采用大功率半导体开关器件，其所能承受的电流过载能力相对于旋转变流装置要低得多，如IGBT一般只能承受几十个μs甚至几个μs的过载电流，一旦短路发生就要求保护电路能在尽可能短的时间内关断开关器件，切断短路电流，使开关器件不致于因过流而损坏。但是，在短路情况下迅速关断开关器件，将导致负载电流下降过快而产生过大的di/dt，由于引线电感和漏感的存在，过大的di/dt将产生很高的过电压，而使开关器件面临过压击穿的危险。对于IGBT，过高的电压又可能导致器件内部产生擎住效应失控而损坏器件。因此，必须综合考虑和设计电力变换装置短路保护，以确保电流保护的有效性。
1 短路保护电路的设计
由于IGBT综合了场效应管输入阻抗高，驱动功率小和双极晶体管电压容量大，电流密度高的优点，而成为了现代电力变换装置中使用最广泛的一种开关器件，下面以其为保护对象进行讨论。
1.1 过流信息检测
为了实现IGBT的短路保?，必须进行过流检测。适用于过流检测方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值进行比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；也可以检测过流时IGBT的集射极电压Vce，因为管压降含有短路电流的信息，过流时Vce将增大，且基本上与Ic呈线性关系，故检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，用比较器的输出控制驱动电路的关断，也可完成过流保护。
1.2 降栅压软关断半导体开关器件
在短路电流出现时，为了避免关断IGBT时di/dt过大形成过电压，导致IGBT失控或过压损坏，通常采用降栅压的软关断综合保护技术。即在检测到过流信号后首先是进入降栅压保护，以降低故障电流的幅值，延长IGBT承受过载电流的时间。在降栅压动作后，设定一个固定延迟时间以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复；如故障仍然存在则执行软关断，使栅压降至0V以下，最终关断IGBT。采用降栅压软关断综合保护技术可使故障电流的幅值和下降率以及过电压都受到限制，使IGBT的运行轨迹处于安全区内。
图2
在设计降栅压软关断保护电路时，要正确选择降栅压的幅度和速度。如果降栅压幅度较大（如7.5V以上），则降栅压的速度就不要太快，一般采用2μs左右的下降时间。由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，则封锁栅极可快些，不必采用软关断。如果降栅压幅度较小（比如5V以下），则降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免产生过高的过电压。
1.3 降频“打嗝”的保护
在大功率负载中为了使电源在短时间的短路故障状态下不中断工作，又能避免连续进行短路保护产生热积累而损坏IGBT，可采用使工作频率降低的方法形成间歇“打嗝”的保护，待故障消除后又恢复正常工作。降频“打嗝”的保护并非每个保护电路都必需。
2 几种实用的IGBT短路保护电路及工作原理
2.1 利用短路时Vce增大实现的短路保护电路
图1是利用IGBT短路时Vce增大的原理实现保护的电路，专用于EXB841驱动电路。如果发生短路，含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的IGBT集电极电压监视脚6上，而是快速关断快速恢复二极管VD1，使比较器IC1（LM339)的V＋电压大于V－电压，比较器输出高电平，由VD2送至EXB841的脚6，启动EXB841内部电路中的降栅压及软关断电路，低速切断电路慢速关断IGBT，既避免了集电极电流尖峰损坏IGBT，又完成了IGBT短路保护。该电路的特点是，消除了由VD1正向压降随电流不同而引起关断速度不同的差异，提高了电流检测的准确性，同时，由于直接利用EXB841内部电路中的降栅压及软关断功能，整体电路简单可靠。
2.2 利用电流互感器实现的短路保护电路
图2是利用电流互感器实现过流检测的IGBT短路保护电路。其中电流互感器TA的初级串接在IGBT的集电极电路中，次级感应的过流信号经整流后送至比较器IC1的同相输入端，与反相端的基准电压Vref进行比较，IC1输出VB至具有正反馈的比较器IC2的同相输入端C点，由IC2的输出经R8接至EXB841的脚6上。不过流时，IC1的VA小于Vref，输出VB为低电平约0.2V，经R1送到IC2比较器的同相端C形成VC，因此时VC小于Vref，IC2输出为低电平，EXB841正常工作。当出现过流时，电流互感器检测到的整流电压将升高，VA大于Vref，VB为高电平，由R1给C3充电，经一定的延时后，VC将大于Vref，IC2输出高电平，EXB841保护电路工作，使IGBT降栅压软关断。IGBT关闭后，电流互感器初级无电流流过，使VA又小于Vref，VB又回到0.2V左右，C3经R1放电，当VC小于Vref时，IC2输出低电平，电路重新进入工作状态。如果过流继续存在，保护电路又恢复到原来的限流保护工作状态，反复循环使EXB841的输出驱动波形处于间隔输出状态，使IGBT输出电流有效值减小，达到保护IGBT的目的。电位器W1用于调整IC1比较器过流动作阈值。电容器C3可经D5和R5快速充电，经R1慢速放电，只要合理地选择R1，R5和C3的参数，可实现EXB841比较快关闭IGBT而较慢恢复IGBT。正反馈电阻R7保证IC2比较器具有迟滞特性，和R1和C3充放电电路一起，保证IC2输出不致于在高、低电平之间频繁变化，使IGBT频繁开通、关断而损坏，提高了电路的可靠性。
图3
2.3 利用短路Vce和电流互感器过流检测同时实现的短路保护电路
图3是利用IGBT过流集电极电压检测和电流互感器过流检测同时实现的短路保护电路。当负载短路（或IGBT因其它故障过流）时，IGBT的Vce将增大，VD1关断，导致由R1提供的电流经R2和R3分压器提供的电压，使V3导通，从而使IGBT栅极电压由VD3所限制而降压，限制了IGBT峰值电流的幅度，该电压同时经R5及C3延迟使V2导通，送去软关断信号。为了提高短路保护电路的可靠性，图3电路还增加了短路电路检?保护，它是由电流互感器TA，整流桥U和IC1等组成，短路发生时经电流传感器TA检测出短路电流信号，使比较器IC1输出高电平，该高电平一方面使V3管导通，完成IGBT的降栅压保护，另一方面由V2导通进行IGBT软关断保护。
2.4 具有降栅压软关断及降低工作频率的综合短路保护电路
图4是一具有降栅压软关断及降低工作频率的综合短路保护电路。
正常工作时，驱动输入信号Vi为低电平，光耦IC4不导通，V1及V3导通，输出负驱动电压VE，IGBT（V4）关断；当驱动输入信号Vi为高电平时，光耦IC4导通，V1截止而V2导通，输出正驱动电压VC1，功率开关管IGBT导通。发生短路故障时，IGBT集电极电压Vce增大，由于VD5截止导致比较器IC1输出高电平，V5导通，由VD2限压实现对V2降栅压，从而实现了IGBT软降栅压保护，V2降栅压幅度由稳压管VD2决定，软降栅压时间由R6和C1决定约为2μs。IC1输出的高电平同时经R7对C2进行充电延时约5～15μs后，C2上电压达到稳压管VD4的击穿电压，V6导通。V6导通后，一方面使光耦IC5导通启动降频过流保护电路工作，另一方面由R9和C3形成约3μs的软关断栅压，完成对IGBT软关断栅压保护。
图4
V5导通时，V7经C4和R10电路形成的基极电流导通约20μs，在降栅压保护后将输入驱动信号闭锁一段时间，不再响应输入端的关断信号，以避免在故障状态下形成硬关断过电压，使驱动电路在故障存在的情况下能执行一个完整的降栅压和软关断保护过程。
降频过流保护电路主要由时基555电路（IC2），光耦IC5，V8和V9三极管等组成。V6导通时，光耦IC5导通，时基电路IC2的触发脚2获得负触发信号，555脚3输出高电平，V9导通，IC3与门被封锁，封锁时间由定时元件R15和C5决定（约1.2s），使工作频率降至1Hz以下，驱动器的输出信号将工作在所谓的“打嗝”状态，避免了发生短路故障后仍工作在原来的频率下，而频繁进行短路保护导致热积累而损坏IGBT。只要故障消失，电路又能恢复到正常工作状态。
2.5具有检测高频交流电流短路的保护电路
图5
该电路如图5所示。R4为输出电流取样电阻，电路正常工作时，IC1的输出电压UA不足以使D3（9.1V）或D4（9.1V）击穿导通，V1和V2均不导通，IC2不工作，V3导通输出低电平，EXB841驱动电路正常工作。如果电路有过流现象出现时，假定发生在正半周，IC1输出的UA为负电压，使得D3击穿，D4导通，V2导通，电流经D2，R8，V2，R1，使光耦IC2导通，输出过流信号，V3截止输出高电平。若负半周过流发生，IC1输出UA为正电压，使D4击穿，D3导通，V1导通，电流经R7，V1，R8和D1，使IC2通电工作，V3截止输出高电平。当V3截止输出高电平时，启动EXB841内部短路降栅压软关断电路工作，完成对IGBT的保护。这样，只要电路有过流现象发生，保护电路就会立即动作，对电路进行有效地保护，防止损坏IGBT。该电路对低频交流电路和直流电路短路电流保护同样有效。由于PN结稳压值随温度升高而升高，而PN结正向导通值随温度升高而降低，故D3及D4反向串联具有良好温度补偿作用，使电路热稳定性相当好。
