时间：2023-05-30 09:14:46
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇igbt驱动电路，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers.IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the MOSFET fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.
KEY WORDS：M57962L;IGBT;drive;circuit
引言
IGBT是一种新型功率器件，即绝缘栅极双极集体管（Isolated Gate Bipolar Transistor），是上世纪末出现的一种复合全控型电压驱动式电力电子器件。它将GTR和MOSFET的优点集于一身：输入阻抗高，开关频率高，工作电流大等，在变频器、开关电源、弧焊电源等领域得到广泛地应用[1]。
IGBT具有一个2.5V～5.0V的阀值电压，有一个容性输入阻抗，因此IGBT对栅极电荷集聚很敏感。故驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路，同时驱动电源的内阻一定要小，即栅极电容充放电速度要快，以保证VGE有较陡的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量要小。
在IGBT承受短路电流时，如果能及时关断它，则可以对IGBT进行有效保护。识别IGBT是否过流的方法之一，就是检测其管压降VCE的大小。IGBT在开通时，若VCE过高则发生短路，需立即关断IGBT。在过流关断IGBT时，由于IGBT中电流幅度大，若快速关断时，必将产生过高，在IGBT两端产生很高的尖峰电压，极易损坏IGBT，因此就产生了“软慢关断”方法。M57962L驱动电路就是依照上述理论进行设计的。
1.驱动芯片M57962L简介
M57962L是日本三菱公司生产的专用驱动IGBT模块的驱动器，其内部结构方框图如图1所示。它由光藕合器、接口电路、检测电路、定时复位电路以及门关断电路组成。
图1 驱动芯片M57962L内部结构方框图
M57962L主要有以下特点：（1）具有较高的输人输出隔离度（VISO=2500Vrms）;（2）采用双电源供电方式，以确保IGBT可靠通断;（3）内有短路保护电路;（4）输人端为TTL门电平，适于单片机控制[2]。
1.1 引脚排列及主要性能参数
M57962L驱动器的印刷电路及外壳用环氧树脂封装，公有14根引脚，其中②，③，④，⑦，⑨，⑩为空脚，其外型与引脚排列如图2所示。
M57962L的主要参数列于表1中。
1.2 保护工作原理
M57962L内部具有短路保护功能，其保护电路工作流程图如图3所示。检测电路检测到检测输人端①脚为15V高电平时，判定为电路短路，立即启动门关断电路，将输出端⑤脚置低电平，同时输出误差信号使故障输出端⑧脚为低电平，以驱动外接保护电路工作。经1-2ms延时，如果检测出输人端 脚为高电平，则M57962L复位至初始状态。
图2 驱动芯片M57962L引脚图
表1 M57962L的主要参数
图3 M57962L保护工作原理
2.M57962L应用电路
图4 IGBT驱动电路
电源去耦电容C2～C7采用铝电解电容器，容量为100μF/50V，R1阻值取1kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1kΩ，电源采用正负15V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚，逻辑控制信号IN经13脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1V，Z2为18V，Z3为30V，防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路，二极管采用快恢复的FR107管。
3.双极性图腾柱驱动器
使用M57962L，必须选择合适的驱动电阻。为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡，减小集电极电流的上升率，需要在栅极回路中串联电阻RG，若栅极电阻过大，则IGBT的开通与关断能耗均增加;若栅极电阻过小则使过大可能引发IGBT的误导通，同时RG上的能耗也有所增加。所以选择驱动电阻阻值时，要综合考虑这两方面的因素，并防止输出电流IOP超过极限值5A，RG的选取可以依据公式[3]：
对大功率的IGBT模块来说，RGMIN数值一般按下式计算：
这是因为对于大功率的IGBT模块，为了平衡模块内部栅极驱动和防止内部的振荡，模块内部的各个开关器件都会包含有栅极电阻器，数值视模块种类不同而不同，一般在0.75～3Ω之间，而f的数值则依靠栅极驱动电路的寄生电感和驱动器的开关速度来决定，所以获得的最佳办法就是在改变 RG时监测IOP，当IOP达到最大值时，RG达到极限值。
但在使用中应注意，RG不能按前面的公式计算，而要略大于。如果 RG过小会造成IGBT栅极注入电流过大，使IGBT饱和，无法关断，即在驱动脉冲过去的一段时间内IGBT仍然导通。本设计中要驱动IGBT为大电流的功率器件，所以在选择RG时综合上述的要求，选取RG为3.5Ω。
4.结论
IGBT具有开关速度快、栅极驱动电流小、驱动功率大等特点得到广泛应用。针对 IGBT 驱动的实际要求，介绍了IGBT工作特性，并利用M57962L设计出一种适用的IGBT驱动电路。
参考文献
[1]蓝宏，等.大电流高频IGBT用M57962L驱动能力解决方案研究[J].研究与应用，2006，30（2）：35-37.
下面以2SD315A为例，对CONCEPT公司驱动器加以说明：
配套能力强，1 700 V，2 500 V，3 300 V三种电压等级；内部双DC／DC变换器，两路驱动电源隔离；单15 V供电，内部+15 V，-15 V由DC／DC变换器得到；用变压器隔离，工作频率100 kHz；-40～+85 ℃工作范围；独立工作方式或半桥工作方式；CMOS／TTL信号输入；隔离电压4 000 Vrms；UCE监控短路过流；死区时间可调；故障记忆锁定输出；欠压(
4.8 EUPEC公司系列驱动器
EUPEC公司驱动器主要有两种：
2ED020I12-F：1 200 V等级，±15 V／+l A／－2 A，无磁心变压器驱动；2ED300C17-S／ST：1 700 V等级，±15 V／30 A，变压器驱动
4.9 光纤隔离驱动
自世界上第一只MOSFET及IGBT问世以来，电压控制型电力电子器件特别是IGBT正经历一个飞速发展的过程。 IGBT单模块器件的电压越做越高，电流越做越大。同时，与之配套的驱动器件也得到了大力发展。随着器件应用领域越来越广，电源设备变换功率越来越大，电磁干扰也相应增大。在这种情况下，提高控制板的抗干扰能力，提高驱动耐压等级己成为一种趋势。光纤的使用也就成为了一种必然。
(1)IGBT驱动隔离的几种方式
不同功率等级的器件，对驱动的要求不尽相同，下表给出了目前常用的几种驱动方式的比较(见表20)。
(2)光纤收发器的种类
目前，大部分光纤收发器均使用Aglient公司的几种产品型号。具体见表21(表中数据均为0～70℃使用条件，特殊标注除外)。
一般情况下，HFBR-1522，HFBR-2522使用较多，在大功率电力转换设备中，控制板与大功率模块驱动板之间1MBd的信号传输率已满足要求，而且45m的距离也已足够使用，在实际使用中，光纤的长度可依要求选择(见图35、图36及图37)。
(3)光纤传输在驱动电路中的具体应用
固态电源的基本任务是安全、可靠地为负载提供所需的电能。对电子设备而言，电源是其核心部件。负载除要求电源能供应高质量的输出电压外，还对供电系统的可靠性等提出更高的要求。
IGBT是一种目前被广泛使用的具有自关断能力的器件?开关频率高?广泛应用于各类固态电源中。但如果控制不当，它很容易损坏。一般认为IGBT损坏的主要原因有两种：一是IGBT退出饱和区而进入了放大区?使得开关损耗增大；二是IGBT发生短路，产生很大的瞬态电流，从而使IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法?即当故障发生时，关断IGBT驱动电路，在驱动电路中实现退饱和保护；或者当发生短路时，快速地关断IGBT。根据监测对象的不同?IGBT的短路保护可分为Uge监测法或Uce监测法?二者原理基本相似?都是利用集电极电流IC升高时Uge或Uce也会升高这一现象。当Uge或Uce超过Uge?sat?或Uce?sat?时，就自动关断IGBT的驱动电路。由于Uge在发生故障时基本不变，而Uce的变化较大?并且当退饱和发生时?Uge变化也小?难以掌握?因而在实践中一般采用Uce监测技术来对IGBT进行保护。本文研究的IGBT保护电路，是通过对IGBT导通时的管压降Uce进行监测来实现对IGBT的保护。
采用本文介绍的IGBT短路保护电路可以实现快速保护，同时又可以节省检测短路电流所需的霍尔电流传感器，降低整个系统的成本。实践证明，该电路有比较大的实用价值，尤其是在低直流母线电压的应用场合，该电路有广阔的应用前景。该电路已经成功地应用在某型高频逆变器中。
1 短路保护的工作原理
图1(a)所示为工作在PWM整流状态的H型桥式PWM变换电路（此图为正弦波正半波输入下的等效电路，上半桥的两只IGBT未画出），图1(b)为下半桥两只大功率器件的驱动信号和相关的器件波形。现以正半波工作过程为例进行分析（对于三相PWM电路，在整流、逆变工作状态或单相DC／DC工作状态下，PWM电路的分析过程及结论基本类似）。
在图1所示的电路中，在市电电源Us的正半周期，将Ug2.4所示的高频驱动信号加在下半桥两只IGBT的栅极上，得到管压降波形UT2?D。其工作过程分析如下：在t1～t2时刻，受驱动信号的作用,T2、T4导通（实际上是T2导通, D4处于续流状态），在Us的作用下通过电感LS的电流增加，在T2管上形成如图1（b）中UT2?D所示的按指数规律上升的管压降波形，该管压降是通态电流在IGBT导通时的体电阻上产生的压降；在t2～t3时刻，T2、T4关断，由于电感LS中有储能，因此在电感LS的作用下，二极管D2、D4续流，形成图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形，以此类推。分析表明，为了能够检测到IGBT导通时的管压降的值，应该将在t1～t2时刻IGBT导通时的管压降保留，而将在t2～t3时刻检测到的IGBT的管压降的值剔除，即将图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形剔除。由于IGBT的开关频率比较高，而且存在较大的开关噪声，因此在设计采样电路时应给予足够的考虑。
图2 IGBT短路保护电路原理图
根据以上的分析可知，在正常情况下，IGBT导通时的管压降Uce(sat)的值都比较低，通常都小于器件手册给出的数据Uce(sat)的额定值。但是，如果H型桥式变换电路发生故障（如同一侧桥臂上的上下两只IGBT同时导通的 “直通”现象），则这时在下管IGBT的C～E极两端将会产生比正常值大很多的管电压。若能将此故障时的管压降值快速地检测出来，就可以作为对IGBT进行保护的依据，从而对IGBT实施有效的保护。
2 短路保护电路的设计
由对图1所示电路的分析，可以得到IGBT短路保护电路的原理电路图，如图2所示。在图2所示电路中?IC4及其外围器件构成选通逻辑电路，由IC5及其外围器件构成滤波及放大电路，IC2及其外围器件构成门限比较电路，IC1及其外围器件构成保持电路。正常情况下，D1、D2、D3的阴极所连接的IC2D、IC2C及CD4011的输出均为高电平，IC1的输出状态不会改变。假设由于某种原因，在给T2发驱动信号的时候，H型桥式PWM变换电路的左半桥下管T2的管压降异常升高（设电平值为“高”），即T2－d端电压异常升高，则该高电平UT2－d通过R2加在D8的阴极；同时，发给T2的高电平驱动信号也加在二极管D5的阴极。对IC2C来说，其反相输入端为高电平，若该电平值大于同相输入端的门槛电平值的话，则IC2C输出为“低”。该“低”电平通过D2加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。如果是由于右半桥下管T4的管压降异常升高而引起IC2D输出为“低”，则该“低”电平通过D1加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。由IC5A和IC5C及其外围器件构成的滤波及放大电路将选通电路送来的描述IGBT管压降的电压信号进行预处理后，送给由IC5B构成的加法器进行运算处理。若加法器的输出电平大于由R22和R32确定的门槛电平，则会使R－S触发器IC1的R端的第三个输入端为“低”，也向控制系统发出IGBT故障报警信号。改变由R22和R32确定的门槛电平，就可以灵活地改变这第三路报警信号所代表的物理意义，从而灵活地设计保护电路。图2中的端子T4－d、T2－d，分别接在T4、T2的集电极上，T4－G、T2－G分别接IGBT器件T4、T2的驱动信号。在电路设计时应该特别注意的是，D8、D5、D9、D4必须采用快速恢复二极管。
3 仿真及实验结果
当图1所示的PWM变换器工作在单相高频整流模式下，应用PSPICE仿真软件对图2所示的电路进行仿真研究，可以得到如图3所示的结果。图3所示的仿真波形相当于在图2电路中IC5B的第7脚观察到的信号波形。仿真结果表明，检测电路可以快速、有效地将PWM变换器的下管导通时的管压降检测出来。图4所示波形是实际电路工作时检测到的相关波形。图中，1＃通道显示的是单相高频整流电感电流的给定波形，2＃通道显示的是实际检测到的图2电路中IC5B的第7脚的工作波形。比较图3和图4可以得出，该检测电路可以快速、有效地检测出IGBT导通时的管压降，从而对IGBT实施有效的保护。
1 引言
电力系统中大功率电力电子装置的开关元件主要是晶闸管和GTO。但是，随着近年来双极功率晶体管及功率MOSFET的问世以及生产技术的成熟，这些开关元件凭借自身优越的性能逐渐替代了晶闸管和GTO，并朝着节能、轻便、小型化的方向迅速发展。IGBT－IPM?Intelligent Power Module）智能模块正是其中的代表之一，它将IGBT单元、驱动电路、保护电路等结合在一个模块之中，利用这些优越的特性可极大地提高实际应用系统的稳定性?同时可简化设计的难度?缩小装置的体积。
图1
2 IGBT智能模块的主要特点
与过去IGBT模块和驱动电路的组合电路相比，IGBT－IPM内含驱动电路且保护功能齐全，因而可极大地提高应用系统整机的可靠性。本文将要介绍的是富士电机最新推出的R系列IPM智能功率模块7MBP100RA－120的主要特点和使用情况。它除了具有体积小、可靠性高、价格低廉等优点以外，还具有以下主要功能：
内含驱动电路。该模块同时具有软开关特性，可控制IGBT开关时的dV／dt和浪涌电压；用单电源驱动时，无需反向偏压电源；并可防止误导通。关断时，IGBT栅极低阻抗接地可防止噪音等引起VGE上升而误导通；模块中的每个IGBT的驱动电路都设计了最佳的驱动条件。
内含各种保护电路。每个IGBT都具有过流保护（OC）、负载短路保护（SC）、控制电源欠压保护（UV）和过热保护（OH）等功能。
图2
内含报警输出功能。当出现上述保护动作时，可向控制IPM的微机系统输出报警信号。
包含有制动电路。内含制动单元的IPM模块，用此单元可以抑制PN端子间的电压升高。
图1为该IGBT－IPM智能模块的内部结构图，图中的前置驱动部分包括驱动放大、短路保护、过流保护、欠压闭锁、管心过热保护等功能电路。图中，各个引脚和端子的标号列于表1。
表1 IGBT-IPM智能模块的脚及端子标号
端子标号内 容
P,N经过整流变换平滑滤波后的主电源Vd的输入端子。P：+端，N：-端B制动输出端子：再生制动电阻电流的输出端子。不用时，建议接到P或N上U，V，W模块的3相输出端子(1)GND U,(3)Vcc UU相上臂控制电源Vcc输入。Vcc U:+端；GNDU：-端(4)GND V,(6)Vcc VV相上臂控制电源Vcc输入。Vcc V:+端；GNDV：-端(7)GND W,(9)Vcc WW相上臂控制电源Vcc输入。Vcc W：+端；GNDW：-端（10）GND，（11）Vcc下臂公用控制电源Vcc输入。Vcc：+端；GND：-端（2）U，（5）V，（8）W下臂U，V，W相控制信号输入（13）X，（14）Y，（15）Z下臂X，Y，Z相控制信号输入（12）DB，（16）ALMDB为下臂相控制信号输入，ALM为保护电路动作时的报警信号输出3 IGBT智能模块电路设计
IGBT智能模块的电路设计主要分为主电源部分、光耦外围控制部分、缓冲电路部分及散热部分。下面分别对这四部分的设计方法和需要注意的问题进行说明。
3．1 主电源电路
富士的IGBT－IPM模块有很多不同的系列，每一系列的主电源电压范围各有不同，在设计时一定要考虑其应用场合的电压范围。600V系列主电源电压和制动动作电压都应该在400V以下，1200V系列则要在800V以下。开关时的最大浪涌电压：600V系列应在500V以下，1200V系列应该在1000V以下，根据上述各值的范围，使用时应使浪涌电压限定在规定的值内，且应在最靠近P、N端子处安装缓冲器（如果一个整流电路上接有多个IGBT模块，还需要在P、N主端子间加浪涌吸收器）。虽然在模块内部已对外部的电压噪声采取了相应的措施，但是由于噪声的种类和强度不同，加之也不可能完全避免误动作或损坏等情况，因此需要对交流进线加滤波器，并绝缘接地，同时应在每相的输入信号与地（GND）间并联1000pF的吸收电容。
3．2 光耦外围控制部分
与主电源电路不同，外围控制电路主要针对的是单片机控制系统的弱电控制部分。由于模块要直接和配电系统连接，因此，必须利用隔离器件将模块和控制部分的弱电电路隔离开来，以保护单片机控制系统。同时，IGBT模块的工作状况很大程度上取决于正确、有效、及时的控制信号。所以，设计一个优良的光耦控制电路也是模块正常工作的关键之一。根据IGBT的驱动以及逆变电路的要求?1?，模块内部的IGBT控制电源必须是上桥臂3组，下桥臂1组，总计4组独立的15V直流电源。图2是一种推荐的光耦驱动电路。
图2中给出了几种典型光耦驱动电路，其中三极管与光耦并联型电路对光耦特别有利。下面是控制输入的光耦规格要求：
CMH＝CML＞15kV／μs或10kV／μs
TPHL＝TPLH＜0．8ms
CTR＞15％
推荐的光耦有：
HCPL－4505，HCPL－4506
TLP759（IGM），TLP755等。
一般情况下，光耦要符合UL、VDE等安全认证。同时最好使光耦和IGBT控制端子间的布线尽量短。由于初级和次级间常加有大的dv／dt，因此，初、次级布线不要太靠近以减小其间的耦合电容。在使用15V的直流电源组件时，建议电源输出侧的GND端子不要互联，并尽量减少各电源与地间的杂散电容，同时还应当确保足够大的绝缘距离（大于2mm）。光耦输入用的10μF及0．1μF滤波电容主要是保持控制电压平稳和修正线路阻抗的稳定，其它地方的滤波电容也很必要。另外，控制信号输入端与Vcc端应接20kΩ的上拉电阻，在不使用制动单元时，也应该在DB输入端与Vcc端接20kΩ的上拉电阻，否则，dv／dt过大可能会引起误动作。图3为控制信号的输入电路。其它三组上桥臂控制信号输入电路与图3相同，但3组15V直流电源应分别供电。而下桥臂的4组，则共用一个15V直流电源。
3．3 缓冲电路
缓冲电路（阻容吸收电路）主要用于抑制模块内部的IGBT单元的过电压和dv／dt或者过电流和di／dt，同时减小IGBT的开关损耗。由于缓冲电路所需的电阻、电容的功率、体积都较大，所以在IGBT模块内部并没有专门集成该部分电路，因此，在实际的系统之中一定要有缓冲电路，通过电容可把过电压的电磁能量变成静电能量储存起来，电阻可防止电容与电感产生谐振。如果没有缓冲电路，器件在开通时电流会迅速上升，di／dt也很大，关断时，dv／dt很大，并会出现很高的过电压，极易造成IGBT器件的损坏。因此，缓冲电路不仅在IGBT模块中需要，在SVG系统的整流电路中也同样需要。图4给出了一个典型的缓冲电路，有关阻值与电容大小的设计可根据具体系统来设定不同的参数。
4 IGBT智能模块在SVG装置的应用
静止无功发生器SVG[3][4][5]（Static Var Generator）是灵活交流输电系统（FACTS—Flexible AC Transmis-sion System）技术中的一个重要内容，它的主要功能是在系统中起到动态无功发生、无功补偿、电压支撑、改善系统稳定的作用。目前，改善电压质量的方法是用传统的SVC（Static Var Compensator）静态无功补偿装置来减小电压波动及电压不对称，而用机械投切电容器或电抗器消除电压不平衡，用滤波器消除谐波。但是，这些措施的实现及控制都不太灵活，加之设备价格比较昂贵、维修困难，因而在实际系统应用中效果并不是很好。FACTS技术中的SVG装置以其灵活的动态调节性能克服了这些不足。SVG装置的核心部分是逆变电路，它将整流后的直流电压进行逆变以产生与系统相应的交流电压，从而产生所需的交流无功功率。利用IGBT智能模块后，逆变电路无论是在体积、性能、稳定性还是控制方式上都得到了极大地简化。
该系统共分为3个主要部分：第一部分是由IG-BT模块构成的逆变电路，第二部分是由电力二极管构成的全波整流电路，第三部分是由微机构成的检测控制系统。整流电路采用日本富士公司的三相全波整流模块6RI100G－160，该模块的主要作用是将三相线路上的交流电压变为直流输出，从而维持直流电容两端的电压稳定，同时也为逆变电路提供一个直流电压。
微机控制系统是由以ADMC401高速数字信号处理芯片为核心的DSP控制系统组成，它具有极高的处理速度和专门的6路PWM波发生控制引脚，从图5可以看出，DSP控制系统除了完成向IGBT发出控制信号以外，还可完成三相电流和电压的检测、人机交换等功能。电流检测可利用KT100－P型电流传感器来完成，电压检测则利用CHV－50P电压传感器来完成。键盘管理部分选用82C79接口芯片来管理16键的键盘输入。输出显示部分则选用以SED1520为驱动芯片的MGLS－12032A液晶显示模块（LCD）[3]。该模块的显示屏幕一次最多可显示14个16×16 的点阵汉字，图中只画出了相应的方框图。上述功能均可通过对ADMC401数字信号处理芯片的软件编程来实现。其程序流程图见图6所示。
值得注意的是：本SVG装置中采用的是单桥路控制电路，所以只用到了一个IGBT智能模块，它一共有6个控制点。如果采用多重化结构并使用多个IGBT模块相串联或并联工作，那么将会得到更多的控制点，当然，输出的波形、容量、电压都将会更好。实际上，在SVG系统中，除了IGBT逆变模块以外，还有很多其它的重要组件，因此，要想让SVG系统中的IGBT智能模块正常、高效、安全地工作，还需要装置其余各部件都协调运作，才能够达到预期的控制效果。
2SD315AI－33是瑞士CONCEPT公司专为3300V高压IGBT的可靠工作和安全运行而设计的驱动模块，它以专用芯片组为基础，外加必需的其它元件组成。该模块采用脉冲变压器隔离方式，能同时驱动两个IGBT 模块，可提供±15V的驱动电压和±15A的峰值电流，具有准确可靠的驱动功能与灵活可调的过流保护功能，同时可对电源电压进行欠压检测，工作频率可达兆赫兹以上；电气隔离可达到6000VAC。
1 2SD315AI－33简介
1．1 外形及管脚功能
图1所示为2SD315AI－33的外形图，该芯片共有44个管脚。具体功能如下：
1，2脚（VDD）：信号电源；
3脚（SO1）：通道1状态输出；
4脚（VL／Reset）： 定义逻辑电平／错误信号复位；
5脚（RC1）：通道1死区RC网络；
6脚（InB）：PWM2／ENABLE；
7脚（RC2）：通道2死区RC网络；
8脚（MOD）：模式选择；
9脚（SO2）：通道2状态输出；
10脚（InA）：PWM1／PWM；
11，12脚（GND）：15V电源地；
13～17脚（VDC）：DC／DC驱动电源；
18～22脚（GND）：DC／DC驱动电源地；
23脚（Ls2）：通道2的状态显示端；
24脚（C2）：通道2的集电极检测端；
25脚（Rth2）： 通道2的阈值电阻端；
26，27脚（E2）：通道2的发射极；
28脚（Viso2）： 通道2的DC／DC输出侧电源；
29，30脚（COM2）：通道2的DC／DC输出侧地；
31，32脚（G2）：通道2的栅极；
33，34脚（NC）：未用；
35脚（Ls1）：通道1的状态显示端；
36脚（C1）：通道1的集电极检测端；
37脚（Rth1）：通道1的阈值电阻端；
38，39脚（E1）：通道1的发射极；
40脚（Viso1）：通道1的DC／DC输出侧电源；
41，42脚（COM1）：通道1的DC／DC输出侧地；
43，44脚（G1）：通道1的栅极。
1．2 主要参数
2SD315AI－33的极限参数如下?
供电电压VDD和VDC：16V；
逻辑信号输入电平：VDD；
门极峰值电流Iout：±18A；
内部开关电源输出功率：6W；
输入输出隔离电压：6000VAC?50Hz／min?；
工作温度：－40～85℃；
下面是2SD315AI－33的主要电参数?
输入输出延迟开通时间tpd?on?：300ns；
关断时间tpd(off)：350ns；
短路或欠压保护阻断时间：1s；
输出上升时间tr(out)：160ns；
输出下降时间tf(out)：130ns；
最大电压上升率：100kV／μs。
2 工作原理及性能特点
2．1 工作原理
图2为2SD315AI－33的功能框图。它主要由DC／DC转换电路、输入处理电路、驱动输出及逻辑保护电路组成。
DC／DC转换电路的功能是将输入部分与工作部分进行隔离。而其输入处理电路由LDI001及其外围电路组成。由于控制电路产生的PWM信号不能直接通过脉冲变压器，尤其是当脉冲信号的频率和占空比变化较大时，尤为困难。LDI001就是专门为此而设计的，此专用集成芯片的功能主要是对输入的PWM信号进行编码，以使之可通过脉冲变压器进行传输。由于该器件内部带有施密特触发器，因此对输入端信号无特殊的边沿陡度要求，并能提供准静态的状态信号反馈。将其设计为集电极开路方式，可以适应任何电平逻辑，并可直接产生死区时间。以上优点使得接口既易用又灵活，从而省去了其它专用电路所必需的许多外围器件。
驱动输出及逻辑保护电路的核心芯片是IGD001。它将变压器接口、过流短路保护、阻断逻辑生成、反馈状态记录、供电监视和输出阶段识别等功能都已集成在一起。每个IGD用于一个通道，其具体功能是对脉冲变压器传来的PWM信号进行解码，对PWM信号进行功率放大，对IGBT的短路、过流及电源的欠压检测保护，并向LDI反馈状态，以产生短路保护的响应时间和阻断时间等。
2．2 性能特点
2SD315AI－33与其它驱动器相比具有以下几个显著的特点：
（1）可灵活定义逻辑电平；
（2）可自由选择工作模式；
（3）具有短路和过流保护功能；
（4）具有欠压监测功能；
（5）可动态设定短路保护阈值
3 2SD315AI－33在实际中的应用
3．1 应用实例
笔者所在实验室中正在设计的“双逆变器－电机”能量互馈式交流传动试验系统由于采用专为电力机车所设计的300kW异步电机，故逆变器和变流器的主开关器件选用的是EUPEC公司的高压IGBT 模块FZ1200R33KF1。该器件的电压等级为3300V，电流等级为1200A。根据FZ1200R33KF1对驱动保护电路的要求以及2SD315AI－33驱动模块的性能特点，笔者设计了IGBT的驱动保护电路，具体如图3所示。
该电路由输入保护、电源保护、上电复位、死区时间设定及与IGBT的接口电路几部分组成，该电路工作于半桥模式。以下分别予以介绍：
输入保护：通常驱动板通过引线与控制电路相连，因此，应对驱动电路的输入InputA和InputB给予适当地保护，以便在掉电或输入信号呈高阻时，输入端能够通过电阻Rx1接地。电容Cx1的作用是抑制输入端出现的短脉冲或有害的尖峰脉冲。该电路会产生大约1μs的信号延迟。
电源保护：在一定的情况下，如果驱动器外部发生短路（如IGBT毁坏或短路），则驱动模块内部的DC／DC变换器可能会导致电源线短路。故设计时在VDD端增加了一个熔断器，以保证在出现故障时电路板不致毁坏。图中的16V稳压管Z2用于过压保护。
上电复位：由于上电后的错误信息总是保存在驱动模块的错误寄存器中，因此在驱动电路与控制电路分离的情况下，可通过图3连接于VL／Reset的上电复位电路进行复位。该电路同时还有欠压保护功能。VDD＞12．7V时，Z1反向击穿，Q1导通，Q2截止，VL为高电平，驱动器开通；而当VDD＜12V时，Q1截止，Q2导通，VL为低电平，驱动器关断。另外，该复位电路还可保证在开启电源后的一个较短时间内使加于所有IGBT器件控制端上的电压均为低，以保证所有IGBT器件均处于关断状态。
与IGBT接口：当开通时，驱动电流经RG1和二极管DG流向IGBT，即开通电阻Ron＝RG1? 关闭时，由于二极管DG的单向导电性， 门极经RG1和RG2放电?即关断电阻Roff＝RG1＋RG2。这样就使得开通的di／dt、dV／dt和关断的dV／dt可以分别控制，从而改善了开关过程，减少了开关损耗。
3．2 设计中需要特别注意的问题
在任何时候都不能使过流检测管脚CX直接接到IGBT的集电极，而需通过二极管连接。其反向承受的峰值电压应超过逆变器直流侧电压的60％，以防止高压串入驱动电路。
在管脚Visox和Lsx之间需串接一个电阻和发光二极管以指示通道X的工作状态，在正常情况下，发光二极管发光，而在发生短路和欠压故障时，发光二极管熄灭。但由于制作工艺上的原因，管脚Lsx对于干扰极为敏感，因此，在设计中若要指示状态，应把发光二极管接在电路板上尽量靠近输出端的地方，若不需状态指示，则必须把管脚Lsx和COMx短接。千万不要通过很长的引线将发光二极管引出，或者将Lsx端悬空，否则会因电磁干扰的引入使整个电路不能正常工作。
电容CGEX 是根据高压IGBT开通时的特殊性来实现开通时di／dt、dV／dt的分别控制。选取时要反复调试，否则会使驱动输出信号发生振荡。
3．3 门极驱动布线
门极驱动布线对防止潜在的振荡、减慢门极电压的上升、减少噪声损耗、降低门极电源电压或减少门极保护电路的动作次数有很大的影响。因此，门极布线的设计必须依从以下的原则：
（1） 布线必须将驱动器的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最低，这相当于把门极的连线和发射极的连线之间包围的环路面积减至最低。
（2） 必须正确放置门极驱动板，以防止功率电路和控制电路之间的电感耦合。
（3） PCB板的条线之间不宜太过靠近，否则IGBT的开关会使其相互电位改变，因为过高的dV／dt会通过寄生电容耦合噪声。
（4） 安装时，为缩短连线，应把驱动板直接用螺丝拧在IGBT模块上。
图3 3300V/1200A IGBT的驱动电路
4 结论
通过以上介绍可知，高压IGBT驱动模块2SD315A－33具有以下优点：
（1）只需简单调整MOD脚，就可使该电路在半桥模式和直接模式下运行。
（2）该驱动模块的接口非常简单，能处理所有从5V～15V电平的逻辑信号。由于输入口内部有施密特触发器，它对输入端信号无特殊的边沿陡度要求，而且状态反馈输出端设计为集电极开路，因此，该电路可以适应任何电平逻辑。
（3）由于采用双极性的驱动电压（15V），使得任何厂家的各种级别的IGBT模块都可安全运行；负偏置的使用使得电路的抗干扰能力大大增强，这样就很容易实现IGBT模块的并联。
（4）内部电压隔离使得即使是多个驱动模块，也可以共用一个驱动电源，这不但省去了人力和资金，而且电磁干扰程度也大大降低。
1 概述
由于IGBT（绝缘栅双极性晶体管）是一种电压控制型功率器件，它所需驱动功率小，控制电路简单，导通压降低，且具有较大的安全工作区和短路承受能力。因此，目前IGBT已在中功率以上的电力电子系统中（如变频器、UPS电源、高频焊机等）逐渐取代了POWER MOSFET及POWER BJT而成为功率开关元件市场中的重要一员。然而?如何有效地驱动并保护IGBT则成为目前电力电子领域中的重要研究课题之一。一个具有保护功能的驱动电路不但能在正常工作状态下给IGBT提供所需的驱动功率，在异常工作状态下能起保护IGBT的作用，而且应当能使电力电子系统中的IGBT有很好的替换特性。因此?高性能的驱动电路是提高电子产品品质和可靠性，从而增强其竞争力的关键之一。本文介绍一种高性能、智能化的IGBT驱动板SCALE。
图1
2 功能介绍
SCALE驱动板系列是瑞士Concept公司生产的，Concept公司是专业生产IGBT驱动电路的公司，主要为西门子／EUPEC高压大电流IGBT模块配套。该SCALE驱动板采用ASIC设计，仅用15V电源驱动，开关频率可大于100kHz，且具有高可靠和长寿命特性，可驱动1700V、1200A的IGBT。1998年度赢得ABB优秀电力电子项目称号，其主要型号和驱动能力如表1所列。
表1 SCALE的主要型号和驱动能力
2SD106AI可驱动两单元400A1200V2SD106AI-17可驱动两单元400A1700V2SD315AI可驱动两单元1200A1700V2SD106EI可驱动六单元400A1200V2SD106EI-17可驱动六单元400A1700V2．1 SCALE的特点
实用范围宽?可应用在数千瓦至数兆瓦的功率范围及实用的耐压要求范围内，几乎可工作在所有的频率及调制模式，适用于任何厂家的模块。
体积小巧、结构紧凑、应用灵活，具有直接和半桥模式可供选择。在半桥模式下，可选用所要求的死区时间。
成本低，具有很高的性能／价格比。除可提供栅极驱动外，还具有检测状况显示及电源隔离等功能，是一种可满足市场所有要求的、最经济实用的驱动板。
使用简便。该驱动板的电接口非常简单，可处理5～15V电平的标准逻辑信号。具有施密特触发器输入特性，且对输入信号没有特殊要求。故障传送使用集电极开路输出，可与常用的逻辑电平相兼容。因为驱动板具有所有智能化驱动功能，且驱动信号、状态传送及电源与功率部分完全隔离，所以使用非常简单。在大多数情况下，用智能化SCALE驱动板来驱动标准IGBT模块，比使用智能化IGBT模块（IPM）更加简便，也更加灵活。
2．2 SCALE的主要功能
SCALE由电子接口LDI 、智能栅极驱动 IGD和15V DC／DC电源组成，其原理方框图如图1所示。由图可见，该驱动板主要有两个功能块。其中功能块＃1为LDI（逻辑与驱动之间的接口），每一个LDI可驱动两路。加在输入端的PWM信号再通过脉冲变压器隔离后，即可输出驱动信号，以驱动IGBT工作。
功能块＃2为IGD（智能栅极驱动），该功能块工作时，每路用一个IGD从脉冲变压器接收编码脉冲信号，然后解码出原始的PWM信号。再经功放，便可给IGBT栅极提供数安培的驱动电流。
（1） 电子接口LDI001
因为PWM信号的频率和占空比变化较大，所以不能简单地通过变压器传送。为此，SCALE配备了LDI001逻辑驱动接口，LDI001的结构如图2所示，它具有以下功能：
可为用户提供一个简单的接口，两个信号输入端都具有施密特触发器特性；
与5V、15V的逻辑电平相匹配。
产生半桥所需的死区时间；
对PWM信号进行编码，以使其可通过脉冲变压器传送；
识别编码传送的状态通知信号并放大，以为用户提供一个准静态的状态信号。
图2
SCALE驱动器可不加任何元件而直接与逻辑电路相连，也可通过较长的电缆相连。这种情况下，为了获得较高的信躁比，应使用15V电平。同时应通过外接的RC网络来获得所要求的死区时间。
（2） 驱动块IGD001
IGD001具有所有必需的智能驱动功能，如变压器接口、过载和短路保护、锁定时间逻辑、状态通知、对电源电压和输出级的监测等。
IGD驱动块的内部结构框图如图3所示，该驱动块主要用于完成如下功能：
对从脉冲变压器接收的编码信号进行解码；
用功放PWM信号驱动IGBT；
监测IGBT的过载和短路；
监测欠压；
产生响应时间和锁定时间；
给控制器（LDI001）发出状态通知信号。
智能驱动块IGD001所有的保护、监测功能（如过流、短路保护和欠压保护）都置于次级。这样，在出现故障时，电路将立即被关闭并锁定。
图3
（3） SCALE驱动块的保护功能
SCALE的保护主要包括短路和过流以及电源监测。对于短路和过流保护来说，SCALE驱动中的每路都有一个Vce监测电路。Rth为关断阈值的参考电阻。在IGBT开通后的一段响应时间内，Vce监测电路不起作用。而当Vce出现故障后，锁定时间功能开始启动，并在锁定时间内使驱动器锁定IGBT，而不再接受输入信号。模块中的各路都具有自己的锁定功能，并均由各路的LGD001实现。一旦Vce超过由Rth设定的阈值，锁定将立即启动。
SCALE中的每路都具有一个欠压监测电路。 当电源电压降至10V或11V时，IGBT将执行负压关断并进行故障报警。
3 SCALE的主要工作模式
3．1 直接模式
在直接模式下，各路IGBT将独立地工作。该模式可用于已产生死区时间的PWM信号的驱动，也可用于独立工作的各路IGBT。将MOD输入与V相连，RC1和RC2接地，即为直接模式。在直接模式下，状态输出SO1和SO2分别返回，因此当出现故障时，可以方便地确定故障出现在那一路。
3．2 半桥模式
通过与RC1和RC2相连的RC网络可获得数百纳秒的死区时间。当输入端B为低电平时，两路IGBT都被关断。将MOD输入接地即为半桥模式，输入IA为PWM输入，IB为使能输入。在VL／R输入端接上4．7V齐纳二极管可使输入端IA和IB设置在TTL电平。由于该模式下的状态输出SO1和SO2连接在一起，因此，两路故障为“或”的关系。当RC网络为10kΩ／100pF时，死区时间为500s。
4 引脚功能
现以SCALE中的2SD315A为例，给出该模块的引脚功能，图4给出了2SD315A的引脚分布图。
4．1 输入部分引脚功能
GND：电源地；
VDC：电源＋15V，供DC／DC电源使用；
VDD：电源＋15V，供LDI001使用；
VL／R：用来设置输入端InA和InB的施密特触发器的开关阈值。当输入信号为加在VL／R端电压的2／3时，开通；为1／3时关断；
MOD：模式选择；
INA：信号输入端A；
INB：信号输入端B；
SO1：状态输出1；
SO2：状态输出2；
RC1：产生＃1路死区时间的RC网络；
RC2：产生＃2路死区时间的RC网络；
RC端：设置死区时间的RC网络。
在半桥模式中，将RC网络与各RC端相连接可确定对应各路的死区时间。死区时间随温度可能有很小的漂移。所接电阻不允许小于5kΩ。RC网络必须要按图连接，并将电阻与VCC连接，电容接地。表2给出了RC网络与死区时间的对应关系。
表2 RC网络与死区时间
电阻（kΩ）电容（pF）死区时间1047200ns10100500ns151201.1μs221502.1μs332204.6μs4．2 输出部分引脚功能
G端（栅极）:与IGBT栅极相连，并用15V驱动。
E端（发射极）:与IGBT发射极直接相连，且连线应尽可能地短。
C端（集电极）:用来检测开通时IGBT的电压降，因此?必须直接与IGBT集电极相连。对于1200V和1300V模块，应用2个或3个1N4007二极管来满足140％的耐压要求。使用普通高压二极管即可，一般不需用高压快恢复二极管。
Rth端（参考电阻）：通过接在Rth端的参考电阻可确定IGBT的保护关断阈值。E端的参考电位、参考电阻必须尽可能地靠近IGBT模块。当C端的电压超过Rth端的电压时，将启动IGBT保护功能。此时电流源将提供150μA的电流。
参考电阻值可通过下列公式来计算：
Rth＝Vth／150μA
若Vth为5．85V时，Rth应选择39 kΩ的电阻。
功率计量部分采用ATT7022B单片机，根据数据采集模块采样到的数据计算有功功率与有功电能、无功功率与无功电能、视在功率与视在电能、电压有效值、电流有效值及频率等。由于万能板空间占比大，不能很好地集成以及与主控制电路连接，故采用印制PCB板，包括传感器电路板、最小系统和控制电路板、功率计量电路板等。
2核心控制模块
本模块包括七个部分：单片机及其电路、键盘数码管显示电路、串行通信电路、非易失性存储器电路、液晶显示电路、计时电路、D/A转换电路。单片机采用MSP430F194执行程序，实现键盘输入控制、LED显示等功能，使用微耗的液晶显示屏，显示用电器的功率和耗电量、输入电压、累计时间等参数。
3变频控制部分
变频调速技术通过改变电动机工作电源频率从而改变电机转速，基本原理是：在变频器内，EMI线滤波器对市电中的单相220V交流电源进行滤波，将外界电网的高频脉冲干扰滤除，从而避免变频器外部受到开关电源的电磁干扰，电流经过大容滤波和硅桥整流，在直流母线上得到稳定的直流电压。在单片机的控制下，该直流电压经过三相桥式逆变电路逆变后，可输出交流电。该交流电含一小部分谐波，经过一级小容量的无源滤波网络后，在输出端获得正弦输出电压。本设计采用主、从两片单片机进行控制，主单片机实现频率电压编码输出控制、LED显示及键盘输入控制等，从单片机主要使用SPWM调制方式，具有高效率、低噪声等优点。
3.1逆变功率模块
逆变功率模块分为整流电路和逆变电路:（1）800V/8A硅整流桥的整流器，将220V交流电整流成直流电，直流电压通过大容滤波电路滤波，此时直流电压值为输入交流电压的峰值，即。（2）由IGBT组成的逆变桥，具有驱动功率小而饱和压降低的优点，将单片机传输的三相六路SPWM波信号放大并合成三相交流电，将整流滤波得到的直流电逆变成频率可调的交流电。由于功率可达2000W及以上，为保护电路，首先将两个瞬间吸收过压高于1500W的瞬态抑制二极管串联从而实现瞬间过压保护；然后采用快恢复二极管进行续流保护，避免因电动机产生反电势而导致IGBT损坏。
3.2信号驱动模块
变频器中采用IGBT的功率输出级具有简单的驱动电路，较高的开关频率，并且用于通用变频器时，可以降低负载电动机的噪声。IGBT还可使电动机转矩的脉动和电动机的损耗减小。由于IGBT是电压驱动型器件，因而可以降低成本，提高可靠性，使装置更加紧凑。IGBT的常用驱动方法：分立元件驱动、脉冲变压器驱动和专用芯片驱动等。逆变模块中组成三相逆变桥采用的是IGBT，为了满足上桥臂的三个IGBT需要可靠驱动要求，我们采用自举电压驱动专用芯片IR2110，并对其典型器件改进，使输入输出的高低电平和正负电压保持对应关系，且电源电位恒为20V，便可控制IGBT。由LM311及TL413构成的过流保护电路能即时判断电路过流情况，进而关断IR2110脉冲输出，起到保护电路的作用。
3.3核心控制模块
变频器的核心控制模块主单片机用HT46R232单片机，该单片机编程灵活，具备4K的程序存储器及192Byte的数据存储器，可作为信号输出元件。8通道10位分辨率A/D转换输入，40个I/O管脚可应用于多输入及输出控制的装置，使器件更加简洁，具有极高的抗干扰能力，是一种高集成度低成本的MCU芯片。主单片机输出信号后，对由单片机通过SPWM波生成算法编程，从而使六路SPWM信号输出，接着驱动三相逆变桥，同时主单片机也实现了输出频率的显示功能和步进控制。SPWM波形生成算法：等效面积法、有规则采样法和自然采样法。自然采样法难以实时控制，规则采样法可用计算机快速计算脉冲宽度和脉冲间隔时间，等面积法的谐波较规则采样法的谐波较少。并且实验表明采用等效面积法产生的SPWM波形具有输出波形谐波小、精度高、对称性好等优点[3]。所谓等效面积算法，即N等分一个正弦半波，用面积相同的等高矩形脉冲代替每一等分的正弦曲线与横轴所包围的部分面积，将N个宽度不等幅值相等的矩形脉冲所构成的波形近似等效为正弦半波，矩形脉冲的中点和正弦波每一等分的中点重合。可以由计算得到脉冲波形的开关时刻和宽度。由此得到与频率对应关系的IGBT的开关时刻。在等效面积算法中，正弦波在一个周期内划分的等份越多，合成后三相波形越接近正弦波形、各个波头的间隙越小。
3.4电源部分
信号单片机工作电源和驱动电源组成了电源模块。220V/9V变压器将220V交流电被隔离降压，变为有效值为9V的交流电，整流滤波后，三端稳压器将由交流电提供，单片机由输出5V直流电压供给工作；另外信号驱动电源被工频变压器降压后，通过三端稳压器产生的20V/1A直流电源。
4结论
关键字： 起重机；异步电动机；矢量变频控制；DSP
1. 引言
起重机是现代工业生产不可或缺的机械设备，被广泛地应用于各行各业中。起重机需要在短时间内频繁启制动，对调速系统提出了更高的要求，传统的转子串电阻调速、定子调压调速、串级调速存在调速范围小、启动电流对电网冲击大、功率因数低、故障率较高等问题。
随着微电子技术、电力电子技术的飞速发展，加之工业对生产效率和产品质量要求的不断提高，交流变频调速技术得到了越来越广泛的应用 。变频调速，通过改变电动机电源频率来改变电动机的速度，调速范围大，运动平滑性能好，可实现恒功率或恒转矩调速以适应不同负载的要求，且由于逆变器的反馈作用，对控制目的的精确度也更高[1]。变频调速以其优异的启、制动性能，高效率和节能效果，在起重机上有着广阔的应用前景。
2. 三相异步电机的矢量控制原理
三相异步电机是一个多变量、时变、非线性、强耦合的系统，要分析其微分方程组是十分复杂的。采用标量控制的策略，其控制效果不是十分理想，为了从根本上解决上述问题，研究学者们提出了交流电机的矢量控制思想，矢量控制是为了改善转矩控制的性能，通过对定子电流的控制，进而实现对电磁转矩的控制。其基本原理是：利用坐标变化原理把交流电机模拟成直流电机进行控制，在磁场定向坐标上，把电流矢量分解成励磁电流分量和转矩电流分量，并使两个分量互相垂直，彼此独立，然后分别进行调节控制[2]，其关键是对电流矢量幅值和空间位置（频率和相位）的控制。通过检测或估计电机转子磁通位置及幅值来控制定子电流和电压，电机的转矩便只和磁通、电流相关，这样便与直流电机的控制相似，可以获得高质量的控制性能。
3. 三相异步电机的矢量控制策略分析
整个矢量控制系统由整流和逆变模块、SVPWM调制模块、位置和速度估算模块以及速度和电流环PI控制调节等五大模块组成。
具体控制过程是：通过对定子三相其中两相电流的检测，得到电流 和 ，然后经过Clarke变换、Park变换，得到M-T坐标系下检测电流 、 。再通过编码器模块得到电机转速，将电机的给定速度与电机实际转速相比后，作为速度PI的输入，经调节输出T轴电流给定值 。M轴电流给定 ，M、T轴电流分别与各自的实际检测值相比较后，分别经电流PI调节，输出MT轴电压 和 ，再经过Park逆变化后，得到两相静止坐标下的电压值 及 。之后便是要确定 及 的合成矢量位于空间电压矢量所围成的六个扇区中的哪一个扇区内，选择合适的零矢量并计算该扇区内相邻两电压矢量以及零矢量各自占用的时间[3]。从而设定DSP中相应事件管理器各寄存器的值，输出六路PWM驱动IGBT，产生频率和幅值可变的三相正弦电流，驱动电机，实现完整的速度FOC控制。控制系统框图如图1所示。
图1 异步电动机的矢量控制系统框图
4.1 起重机电机驱动系统的硬件设计
整个矢量控制硬件系统主要由主电路，控制电路和辅助电路构成。主电路由整流滤波电路、逆变电路和异步电机组成。逆变电路由六个IGBT功率开关完成功率的转换，为了保护系统的核心器件，功率驱动电路采用了光耦隔离驱动方式。控制电路以TI公司的TMS320F2812为核心芯片，主要完成电机的电流环、速度环的控制及相关算法的实现。辅助电路主要是相电流检测电路、直流侧母线电压检测电路，以及一些电源电路组成[4]。其整个系统硬件原理图如图2所示。
图2 三相异步电机的驱动系统硬件结构图
4.1 驱动电路的设计
系统采用三相全桥式控制驱动电路，采用的IGBT是Fairchild（仙童）公司的FGA25N120，最高电流可达25A，最高电压可达1200V，其供电电压是15V。图中Q1-Q6是6个IGBT，IGBT1_H～ IGBT3_H是上桥臂驱动信号，IGBT1_L～ IGBT3_L是下桥臂驱动信号。
4.2 桥臂驱动电路的设计
对于由功率开关器件组成的逆变器，门极驱动和保护系统显得尤其重要。门极驱动装置，除了提供开关信号，还应尽可能地保护器件，避免出现管子烧坏的现象。本设计系统中选用了美国IR公司的集成驱动芯片IR2110S来驱动功率开关，可以独立驱动一个桥臂的上下两个功率管，芯片具有一个制动输入信号SD，当过流或是上下桥臂同时导通时，此信号为高电平，封锁PWM的输出，实现器件的保护[5]。在驱动电路中，为了保护驱动芯片，采用光耦隔离方式来控制IR2110S。采用的是6N137光耦合器，是一款用于单通道的高速光耦合器，具有温度、电流和电压补偿功能，高的输入输出隔离，与LSTTL/TTL兼容。其中一个桥臂驱动电路如图4所示。
图3 三相全控桥电路
图4 单桥臂驱动电路
5. 起重机电机驱动系统的软件设计
矢量控制算法在定时器的下溢中断函数中完成，切入闭环控制后，先执行相电流AD采样函数，把其中的两相相电流赋值给Clarke和Park模块中对应的参数，然后在速度环采样周期中估算当前电机的转速，对给定速度和反馈速度之差进行速度环的PI调节，其PI调节器输出结果作为T轴电流PI调节器的电流参考值，之后对M轴和T轴电流进行PI调节，其结果通过相应的函数计算处理后赋值给通用定时器的比较寄存器CMPR1，CMPR2，CMPR3，确定下一个开关周期的占空比，最后由全比较器输出6路极性两两相反、死区时间可调的PWM波。全数字控制系统的总体软件流程如图5所示。
图5 总体软件控制流程图
6. 结论
试验表明，本文设计的起重机电机矢量变频调速控制系统，通过设定系统软件的参数，使起重机可根据负载重量的变化自动切换起升工作速度和实现大、小车行走速度的平滑调节，减小了起重机各运行机构的起制动冲击，同时在一定程度也减少了工作时的振动和噪音。整个调速控制系统运行效率高、发热损耗少，节能效果良好。
参考文献
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关键词：斩波调压器；IGBT；PWM；Verilog HDL；
中图分类号：TM423 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2013）05-0040-02
随着电子技术的飞速发展，电子系统的设计理念和设计方法发生了深刻的变化，EDA技术成为现在电子设计技术的有力工具。它将以前“电路设计+硬件焊接+调试”转化为“功能设计+软件模拟+仿真”的模式。利用EDA 开发平台，采用可编程逻辑器件CPLD/FPGA 使得硬件功能可通过软件编程的方式来实现。这种设计方法使设计者大大减轻了电路设计的工作量和难度，增强了设计的灵活性，有效地提高了工作效率。
本文就是利用EDA开发平台，实现基于IGBT器件的交流斩波调压器中PWM波的控制。这种基于IGBT器件和PWM控制的交流调压器，相比于传统的变压器调压和可控硅调压，不仅负载适用面广，同时在很大程度上降低了对电网的污染，大大改善了交流电压调节器的性能，迎合了目前国家提倡的多元化照明和节能减排的要求。
1 交流斩波调压器的控制原理
交流斩波调压电路就是以比输入电源高得多的频率，周期性使电路中的受控开关器件导通和关断，以此来改变开关导通的占空比，从而达到调节输出电压大小的目的。目前比较典型的交流斩波调压电路主要有单管反串联交流斩波式调压电路、关交流斩波式调压电路和单管双向开关交流斩波式调压电路等。其中单管反串联交流斩波式调压电路的IGBT采取单管反串联连接方式，使其双向受控器件具有“共地”端，简化了受控器件的驱动电路，使PWM波便于控制。
单管反串联交流斩波式调压电路如图1所示。图中VG1a、VG1b、VD1a和VD1b构成双向斩波开关S1，VG2a、VG2b、VD2a和VD2b构成双向续流开关S2。由于交流斩波调压对象是交流电压，电路对正负半波电压要求均能进行调制，故S1和S2开关器件均为双向开关。其中VG1a、VG1b、VG2a和VG2b由IGBT可控开关器件构成。其主要控制过程为：S1导通，S2关断，电源通过S1开关向负载提供能量；S1关断，S2导通，负载通过S2开关构成续流回路。
电路中的S1，S2在运行过程中必须严格遵守以下两点：任意时刻S1与S2不能同时导通，否则造成电源短路，开关器件过流损坏；任意时刻S1与S2不能同时关断，否则滤波电感电流没有续流回路，产生很高的电压，造成开关管过压损坏。
斩波开关S1和续流开关S2的控制方式，即VG1a～VG2b可控开关的PWM控制方式主要有以下三种：互补控制方式、传统非互补控制方式、带电流检测的非互补控制方式三种。经研究发现：互补调制模式一般应用于电阻性负载场合，电感性负载勉强可以使用，而电容性负载电压畸变严重，不是很实用；非互补调制模式适用于电阻电感性负载，电容性负载存在一定的失控区；带有电流检测的非互补调制模式则可以很好的适用于电阻、电感、电容等各种类型的负载，同时避免了斩波开关和续流开关换相过程中引起的过电压。
因此，本设计选用带电流检测的非互补调制模式控制单管反串联交流斩波式调压电路。表1为带电流检测的非互补信号的控制逻辑。
表1中区间的划分依据为电压与电流的极性关系，根据极性关系可划分四个区，每个区各个IGBT开关对应不同的控制逻辑。其中“1”表示IGBT门极施加驱动信号；“0”表示IGBT门极信号封锁；Ug、表示斩波开关与续流开关的PWM驱动信号。
2 PWM控制方式的FPGA实现
2.1 控制电路图
根据带电流检测的非互补信号的控制逻辑，在EDA开发工具QuartusII软件中输入设计文件，绘制顶层图，如图2所示。
电路图中主要包括四个模块：分频电路模块、A/D采样电路控制模块、电压电流相位判断模块以及PWM产生模块。
①分频器模块。根据负载特性和开关管工作效率两个方面的因素，PWM的开关频率可选为20 kHz，A/D转换芯片ADC0809的典型工作频率为640 kHz，故图中分频器模块主要用于产生20 kHz和640 kHz时钟信号。
②A/D采样电路控制模块。A/D转换选用的芯片为ADC0809，该芯片是8位A/D转换器，可控制8路模拟信号的转换，完成一次的转换时间约为100 us。转换前根据通道选择地址，选择某一输入端的模拟信号，然后启动转换，等待转换结束信号，输出相应的数字量。该部分控制逻辑可采用状态机的方式实现，由初始化状态、启动采样状态、转换等待状态、转换结束状态以及数据读取状态组成。
③电压电流相位判断模块。该模块主要针对输入的电压数字量和电流数字量进行相位判断，若电压为正，电流为负，设为I区（3′b001）；电压为正，电流为正，设为II区（3′b010）；电压为负，电流为正，设为III区（3′b011）；电压为负，电流为负，设为Ⅳ区（3′b100）。
④PWM产生模块。将电压电流相位判断模块输出的分区信号送入到PWM产生模块中，按电流检测非互补控制方式生成IGBT开关管的驱动控制信号。
2.2 模块仿真
对PWM控制电路中的各模块电路与总电路进行仿真，其中PWM产生模块的仿真波形如图3所示。
由仿真波形可以看到：当分区信号为3′b001（I区）时，Vg1a=0，Vg1b=1，Vg2a=反相PWM波，Vg2b=1；分区信号为3′b010（II区）时，Vg1a=PWM波，Vg1b=1，Vg2a=0，Vg2b=1；III区和IV同理可得。通过数据比较可以发现，四路驱动信号与表1中的控制信号一致，符合设计要求。
3 结 语
本文利用FPGA实现对交流斩波调压电路中PWM的控制，与传统的PWM专用控制芯片实现方式相比，结构简单，可靠性高，而且FPGA它所具有的静态可重复编程和动态在系统重构的特性，使得设计更加灵活，同时也降低了开发成本。
参考文献：
[1] 周剑.基于DSP的道路照明节电器的设计[D].辽宁：大连交通大学，2009.
[2] 侯刚.斩波式交流调压电路结构比较分析[J].电工电能新技术，1995，（2）：30-33.
[关键词]双向半桥电路；小信号模型；电流模式控制；
中图分类号：O213.1 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2014）36-0016-02
引言
双向半桥电路是一种非隔离的双向DC/DC电路，广泛应用于高压母线低压电池的充放电。从电流流向上来说这种电路可以看成是BUCK电路与BOOST电路的组合电路。
1.电路分析及参数设计
预期参数为：电池电压U1=48V；母线电压U2=480V；输出电压纹波ΔU2 =0.5%U2；电感电流IL=20.8A；输出电流IBUS=2.08A；输出电流纹波ΔIBUS=20%IBUS；开关频率=20kHz；
双向非隔离半桥型DC/DC变换器由两支IGBT，两支电容器以及一个电感组成。规定U1为蓄电池端，U2为母线端。放电时能量从电池端流向母线端，电容C1、储能电感L、开关管G1内置的二极管D2及滤波电容C2组成Boost电路。控制方法为驱动一支IGBT时，利用互补的驱动波形去驱动另一只IGBT。
2.升压放电控制方式的设计
升压放电电路采用双闭环控制方式，以控制器输出电压作为反馈信号进行闭环控制。给定输出电压Vref与实际输出电压比较得到误差，经过PI调节器得到电流环给定电流Iref。给定电流Iref与实际控制器输出电流比较得到电流误差，经过PI调节器送给PWM波控制器产生驱动波形。驱动波形经过隔离驱动控制IGBT开通与关断，进行DC/DC升压变换，实时的改变占空比来调节控制器输出电流进而控制输出电压达到目标电压。
对于这种双环控制的电路先设计以电感电流瞬时值控制的电流内环，再设计以电压平均值控制的电压外环。设计电流内环需要求出电路的小信号模型，具体实现方法如下：首先根据平均开关模型，变换器的开关网络可以使用受控源替代：
受控压源以及受控电流源的开关周期平均值为：
运行该程序会出现根轨迹图和开环的bode图，将根轨迹图关闭后会发现系统是一个不稳定的系统，需要引入补偿网络来实现串联校正。常规的补偿网络是通过PI调节电路的传递函数确定。本文中控制是基于DSP的方式进行，使用PI调节可以实现对阶跃输入信号的无静差控制。只需要求出kp、ki值即可。
在sisotool中幅频曲线中零点附近添加极点，在谐振峰右侧添加零点，将极点归零并将幅频曲线上移，使幅频曲线的过零点在谐振峰右侧。调整零点位置使幅频曲线近似为图中所示，通过设置将S域转换为Z域，采样时间为2.5e-5s。
得出
参考文献
关键词:IGBT;TDC-GP2;导通延迟时间;测量
中图分类号:TN710文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2009)20-017-03
Measurement of Interval for IGBT′s Close Delay Time
XIAO Guangda1,2,LI Haitao2,MA Xuelin1,YAN Zhongming1,DONG Liang1,WANG Yu1
(1.Superconductivity R}D Center,Southwest Jiaotong University,Chengdu,610031,China;
2.MOE Key Lab of Magler Technology and Vehicle,Southwest Jiaotong University,Chengdu,610031,China)
Abstract:IGBT as an important role in the high power electronics field,because of its excellent performance enables such as high input impedance,rapid pace of on-off,small voltage losing of close,there is some difficulty to measure the interval for IGBT′s delay time.TDC-GP2 that is a CMOS chip for measuring a brief interval,and a system to measure the brief interval that about the IGBT′s close delay time are introduced.
Keywords:IGBT;TDC-GP2;close delay time;measurement
0 引 言
绝缘栅双极型晶体管(IGBT)是GTR和MOSFET的一种新型复合器件[1],自问世以来就以输入阻抗高,开关速度快,通态压降低,阻断电压高,承受电流大等优点成为当今功率半导体器件中的主流开关器件,并广泛应用于多领域的工程实践当中。目前,IGBT的导通延迟时间可以达到几百纳秒,甚至更低。但在某些对器件时间特性要求较高的工程应用中,需要更精确地确定IGBT的导通延迟时间。因而高精度的测量时间间隔是测量领域一直关注的问题。本文从精简结构,同时兼顾精度的角度出发,提出一种基于时间测量芯片TDC-GP2来精确测量IGBT导通延迟时间系统,用于测量IGBT的导通延迟时间,实现简单且成本低的一种较为理想的测量方案。
1 TDC-GP2的特性分析
TDC-GP2是德国ACAM公司继TDC-GP1之后新推出的一款高精度时间间隔测量芯片[2]。与前代芯片相比,具有更高的精度、更小的封装和更低的价格,更适合于低成本工业应用领域。TDC-GP2内部结构,如图1所示。
图1 时间测量芯片TDC-GP2内部结构图
该系统主要由脉冲产生器、数据处理单元、时间数字转换器、温度测量单元、时钟控制单元、配置寄存器以及与单片机相接的SPI接口组成。在实际应用中,由于TDC-GP2的功耗很低,使得TDC-GP2的输入/输出电压(工作电压)为1.8～5.5 V,核心电压为1.8～3.6 V,所以可以采用电池供电,使用方便。同时单片机由4线的SPI接口相连,可以把TDC-GP2作为单片机的一个设备来操作。通过内部ALU单元计算出时间间隔,并将结果送入结果寄存器保存起来。通过对TDC-GP2内部寄存器的设置,可以多次采样并将结果保存。
TDC-GP2是基于内部的模拟电路测量“传输延时”来进行的,是以信号通过内部门电路的传播延迟来进行高精度时间间隔测量的。TDC-GP2时间间隔测量原理如图2所示。
图2 TDC-GP2时间间隔测量原理
START信号与STOP信号之间的时间间隔由非门的个数决定,而非门的传输时间可以由集成电路工艺精确的确定。同时,由于门电路的传输时间受温度和电源电压的影响比较大,因而该芯片内部设计了锁相电路和标定电路。
在时间测量芯片TDC-GP2的测量范围1中,两个STOP通道共用一个START通道。每个通道的典型分辨率为50 ps,每个STOP通道都可以进行4次采样。具有15 ns间隔脉冲对的分辨能力,测量范围为2.0～1.8 μs,每个通道都可以选择上升沿或下降沿触发。ENABLE引脚提供强大的停止信号产生的功能,可测量任意两个信号之间的时间间隔[3]。
2 IGBT导通延迟时间测量的原理
IGBT导通延迟时间的精确测量[4],是通过测量IGBT的控制信号、驱动信号和导通电流信号间的时间间隔得到的,流程图见图3。通过信号处理隔离电路将控制信号、驱动信号和导通电流信号输入时间测量芯片TDC-GP2。其中,IGBT的控制信号作为时间测量芯片TDC-GP2的START端口输入,驱动信号和IGBT的导通电流信号作为STOP1和STOP2端的两个脉冲输入。由此可得START与STOP1端口的时间间隔为控制信号与驱动信号的延迟时间;START与STOP2端口的时间间隔为控制信号与IGBT导通信号的延迟时间,两者的时间差即为IGBT相对于驱动信号的导通延迟时间。
3 IGBT延迟导通时间测量系统设计
3.1 测量系统硬件设计
系统主要由脉冲信号取样器、脉冲输入信号整形电路、TDC-GP2测量电路、AT89S52单片机、液晶显示电路、电源电路、时钟电路组成[5,6]。TDC-GP2的每个测量通道都提供一个使能引脚,可独立地设置这两个引脚进行通道选择。TDC-GP2需要一个2～8 MHz的高速时钟进行校准用。TDC-GP2只是在进行时间测量时才必须用振荡器,且能够自动控制振荡器的开启时间。
图3 IGBT导通延迟时间测量的流程图
整个系统的硬件电路连接如图4所示。
图4 测量系统硬件电路连接图
整个系统分为单片机系统模块、TDC-GP2测量模块和显示模块三部分。TDC-GP2作为系统测量核心单元,可直接对信号时间间隔进行测量,并通过单片机处理后将时间间隔数值在液晶显示器上显示。与常用的测量方法相比,该方法所需器件少,电路结构简单,功耗低。
3.2 测量系统软件设计
测量单元由START信号触发,接收到STOP信号后停止。由环形振荡器的位置和粗值计数器的计数值可以计算出START信号和STOP信号之间的时间间隔,测量范围可达20位。在3.3 V和25 ℃时,GP2的最小分辨率是65 ps,RMS噪音约是50 ps(0.7 LSB)。温度和电压对门电路的传播延迟时间有很大的影响,通常通过校准来补偿由温度和电压变化引起的误差[7]。在校准过程中,TDC 测量一个和两个校准时钟周期的时序如图5所示,其测量范围受计数器大小的限制:tyy=BIN×26 2241.8 μs。
图5 TDC-GP2芯片工作时序图
初始化之后,TDC-GP2高速测量单元接收到START脉冲后开始工作,达到设置的采样数或者遇到测量溢出后才停止工作。软件设计的重点在于根据需要设置TDC-GP2的工作模式和读取其内部的测量数据。在测量结尾,ALU 开始依照HIT1 和HIT2 的设置处理数据并把结果送入输出寄存器[8]。
如果不进行校准,ALU 传输16 位原始数据到输出寄存器;如果进行校准,则ALU传输32 位的固定浮点数到输出寄存器。然后通过单片机AT89S52处理后,在液晶显示器读取时间间隔数据,其测量流程如图6所示。
4 结 语
该系统充分利用TDC-GP2的优良特性,通过其高精度时间间隔测量功能实现了IGBT导通延迟时间间隔的测量。该系统测量范围为2.0 ns～1.8 μs ,其主要性能指标能满足测量IGBT导通延迟时间的要求,具有一定的实用价值。由于IGBT导通的电流信号是纳秒量级的高频信号, 因此在后续电路设计中,将进一步提高系统的抗干扰能力,以满足测量导通延时时间间隔的需要[9]。另外,单片机的工作频率较低,为了进一步提高该系统的工作速度,甚至增加更多的附加功能,可以考虑用工作频率更高的控制芯片作为系统的控制核心;同时也可以通过使用更高精度的时间间隔测量芯片来提高测量精度[10]。
图6 测量系统软件设计图
参考文献
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1有限双极性控制
全桥逆变器采用的是绝缘栅双极晶体管，控制方式为有限双极性控制[4]，如图2所示。全桥逆变器的工作原理为：接通任一桥臂的两个绝缘栅双极晶体管，如IGBT1和IGBT3，接通时间ton，其值为DTs/2，（D为占空比，Ts为交替接通周期）。另一桥臂的晶体管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1与IGBT4同时接通或IGBT2与IGBT3同时接通外，高频变压器的一次电压和输出电压均为零。受负载电感的影响，负载处在一个交替接通周期内可以形成稳定的恒定电流。脉宽调制脉冲的宽度和负载的性质共同决定了负载电流的大小。在晶体管IGBT2和IGBT4的脉宽调制波形设置一个死区时间，以防所有开关管同时接通而产生短路。输出电流的调节通过IGBT1和IGBT3驱动信号的脉宽调节。
2数字脉宽调制
作为逆变电路的核心，输入信号经脉宽调制器与给定值比较后，转变为具有一定占空比的脉冲信号输出并驱动电路，进而对整个逆变电源的输出进行调整和控制。数字信号处理器中自带有脉宽调制模块，该模块中具有8个I/O引脚，组成编号为PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4个高/低端引脚对，并分别由4个占空比发生器控制。I/O引脚对低端与高端的状态在负载互补时恰好相反。脉宽调制模块具有4种工作模式，能够实现有限双极性控制。数字脉宽调制流程如图3所示，其工作模式由脉宽调制时基控制寄存器设定。引脚对PWM1H/PWM1L设置为递增/递减模式时，可以控制全桥逆变器中的晶体管IGBT2和IGBT4；引脚对PWM2H/PWM2L设置为双更新模式时，可以控制全桥逆变器中的晶体管IGBT1和IGBT3。无论何种工作模式，脉宽调制的定时周期均通过控制寄存器实现。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1设定，并在有限双极性控制模式下设置为1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2设定，并在有限双极性控制模式下不断更新，其更新数据由PI控制模块根据反馈电流或电压计算得到。脉宽调制时基控制寄存器的值在实时控制过程中不断增加，并不断与占空比寄存器的值进行比较，直至两者相等时输出脉宽调制信号，并通过设置置位比较控制寄存器将输出信号分为低有效和高有效。通过设置脉宽调制模块自带死区时间发生器的控制位，可以为PWM1H/PWM1L的死区时间设置插入位置和大小。2.3PI调节对于对象为惯性环节或滞后环节的连续控制系统，理想的控制方法是比例+积分（PI）控制，以保证系统稳定后不会出现稳态误差。由于高频逆变电源的对象为二阶惯性环节，因此适于采用增量式PI控制[5]。在由数字信号处理器控制的逆变电路中，采用软件得到的高频方波信号具有精准的占空比和频率，如图4所示。图中Ig和If分别为基准电流和实测电流，e为两者的差值，即电流偏差，Ig为数字信号处理器产生的方波电流。PI调节的执行机构和控制对象分别为脉宽调制模块和全桥逆变电路。即将电流偏差e输入PI控制器，由脉宽调制模块输出脉冲信号，以调节逆变电路的交替接通，进而控制电流。
3实验研究
该点焊实验以自制的高频逆变电路为电源，实际负载采用电阻箱，逆变电路采用有限双极性控制功率，电压波形如图5所示。三段焊电流具有缓慢升降的作用，可用于复杂动态焊接过程，提高焊接工艺水平。三段焊电流的实现通过三个不同参数的设置实现，如图6所示。电流波形的电流和时间分别设置为：1.0kA、6.5ms，1.5kA、7.0ms，2.0kA、8.0ms。迹示教的轨迹存储功能，能够完成不规则焊缝的多层多道焊接。（3）进行了盾体焊接及切割试验，获取了相应的试验数据，验证了所研发焊接/切割机器人应用于盾体焊缝自动焊接及切割的可行性。
作者：刘晓芳赵红梅单位：河南城建学院