时间：2023-05-30 09:26:22
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇电路原理，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
电路原理是电子信息类专业的必修课，是以分析电路中的电磁现象，研究电路的基本规律及电路的分析方法为主要内容，而且电路分析是在电路给定参数已知的条件下，通过求解电路中的电压、电流而了解电网络具有的特性。无论是强电专业还是弱电专业，大量的问题都涉及电路理论知识，电路理论为研究和解决这些问题提供了重要的理论和方法。
它的任务是在给定电路模型的情况下计算电路中各部分的电流和电压。
（来源：文章屋网 ）
关键词：PWMSG3524控制器
引言
开关电源一般都采用脉冲宽度调制（PWM）技术，其特点是频率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其开关器件工作在高频通断状态，高频的快速瞬变过程本身就是一电磁骚扰（EMD）源，它产生的EMI信号有很宽的频率范围，又有一定的幅度。若把这种电源直接用于数字设备，则设备产生的EMI信号会变得更加强烈和复杂。
本文从开关电源的工作原理出发，探讨抑制传导干扰的EMI滤波器的设计以及对辐射EMI的抑制。
1开关电源产生EMI的机理
数字设备中的逻辑关系是用脉冲信号来表示的。为便于分析，把这种脉冲信号适当简化，用图1所示的脉冲串表示。根据傅里叶级数展开的方法，可用式（1）计算出信号所有各次谐波的电平。
式中：An为脉冲中第n次谐波的电平；
Vo为脉冲的电平；
T为脉冲串的周期；
tw为脉冲宽度；
tr为脉冲的上升时间和下降时间。
开关电源具有各式各样的电路形式，但它们的核心部分都是一个高电压、大电流的受控脉冲信号源。假定某PWM开关电源脉冲信号的主要参数为：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，则其谐波电平如图2所示。
图2中开关电源内脉冲信号产生的谐波电平，对于其他电子设备来说即是EMI信号，这些谐波电平可以从对电源线的传导干扰（频率范围为0.15～30MHz）和电场辐射干扰（频率范围为30～1000MHz）的测量中反映出来。
在图2中，基波电平约160dBμV，500MHz约30dBμV，所以，要把开关电源的EMI电平都控制在标准规定的限值内，是有一定难度的。
2开关电源EMI滤波器的电路设计
当开关电源的谐波电平在低频段（频率范围0.15～30MHz）表现在电源线上时，称之为传导干扰。要抑制传导干扰相对比较容易，只要使用适当的EMI滤波器，就能将其在电源线上的EMI信号电平抑制在相关标准规定的限值内。
要使EMI滤波器对EMI信号有最佳的衰减性能，则滤波器阻抗应与电源阻抗失配，失配越厉害，实现的衰减越理想，得到的插入损耗特性就越好。也就是说，如果噪音源内阻是低阻抗的，则与之对接的EMI滤波器的输入阻抗应该是高阻抗（如电感量很大的串联电感）；如果噪音源内阻是高阻抗的，则EMI滤波器的输入阻抗应该是低阻抗（如容量很大的并联电容）。这个原则也是设计抑制开关电源EMI滤波器必须遵循的。
几乎所有设备的传导干扰都包含共模噪音和差模噪音，开关电源也不例外。共模干扰是由于载流导体与大地之间的电位差产生的，其特点是两条线上的杂讯电压是同电位同向的；而差模干扰则是由于载流导体之间的电位差产生的，其特点是两条线上的杂讯电压是同电位反向的。通常，线路上干扰电压的这两种分量是同时存在的。由于线路阻抗的不平衡，两种分量在传输中会互相转变，情况十分复杂。典型的EMI滤波器包含了共模杂讯和差模杂讯两部分的抑制电路，如图3所示。
图中：差模抑制电容Cx1，Cx20.1～0.47μF；
差模抑制电感L1，L2100～130μH；
共模抑制电容Cy1，Cy2<10000pF；
共模抑制电感L15～25mH。
设计时，必须使共模滤波电路和差模滤波电路的谐振频率明显低于开关电源的工作频率，一般要低于10kHz，即
在实际使用中，由于设备所产生的共模和差模的成分不一样，可适当增加或减少滤波元件。具体电路的调整一般要经过EMI试验后才能有满意的结果，安装滤波电路时一定要保证接地良好，并且输入端和输出端要良好隔离，否则，起不到滤波的效果。
开关电源所产生的干扰以共模干扰为主，在设计滤波电路时可尝试去掉差模电感，再增加一级共模滤波电感。常采用如图4所示的滤波电路，可使开关电源的传导干扰下降了近30dB，比CISOR22标准的限值低了近6dB以上。
还有一个设计原则是不要过于追求滤波效果而造成成本过高，只要达到EMC标准的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。
3辐射EMI的抑制措施
如前所述，开关电源是一个很强的骚扰源，它来源于开关器件的高频通断和输出整流二极管反向恢复。很强的电磁骚扰信号通过空间辐射和电源线的传导而干扰邻近的敏感设备。除了功率开关管和高频整流二极管外，产生辐射干扰的主要元器件还有脉冲变压器及滤波电感等。
虽然，功率开关管的快速通断给开关电源带来了更高的效益，但是，也带来了更强的高频辐射。要降低辐射干扰，可应用电压缓冲电路，如在开关管两端并联RCD缓冲电路，或电流缓冲电路，如在开关管的集电极上串联20～80μH的电感。电感在功率开关管导通时能避免集电极电流突然增大，同时也可以减少整流电路中冲击电流的影响。
功率开关管的集电极是一个强干扰源，开关管的散热片应接到开关管的发射极上，以确保集电极与散热片之间由于分布电容而产生的电流流入主电路中。为减少散热片和机壳的分布电容，散热片应尽量远离机壳，如有条件的话，可采用有屏蔽措施的开关管散热片。
整流二极管应采用恢复电荷小，且反向恢复时间短的，如肖特基管，最好是选用反向恢复呈软特性的。另外在肖特基管两端套磁珠和并联RC吸收网络均可减少干扰，电阻、电容的取值可为几Ω和数千pF，电容引线应尽可能短，以减少引线电感。实际使用中一般采用具有软恢复特性的整流二极管，并在二极管两端并接小电容来消除电路的寄生振荡。
负载电流越大，续流结束时流经整流二极管的电流也越大，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。采用多个整流二极管并联来分担负载电流，可以降低短路尖峰电流的影响。
开关电源必须屏蔽，采用模块式全密封结构，建议用1mm以上厚度的镀锌钢板，屏蔽层必须良好接地。在高频脉冲变压器初、次级之间加一屏蔽层并接地，可以抑制干扰的电场耦合。将高频脉冲变压器、输出滤波电感等磁性元件加上屏蔽罩，可以将磁力线限制在磁阻小的屏蔽体内。
根据以上设计思路，对辐射干扰超过标准限值20dB左右的某开关电源，采用了一些在实验室容易实现的措施，进行了如下的改进：
——在所有整流二极管两端并470pF电容；
——在开关管G极的输入端并50pF电容，与原有的39Ω电阻形成一RC低通滤波器；
——在各输出滤波电容（电解电容）上并一0.01μF电容；
——在整流二极管管脚上套一小磁珠；
——改善屏蔽体的接地。
经过上述改进后，该电源就可以通过辐射干扰测试的限值要求。
关键词：电路原理实验教学教学改革
中图分类号：TM13 文献标识码：A文章编号：1672-3791（2012）02（c）-0000-00
在 “电路原理”的实验教学建设与改革的实践中，根据长期的实验教学经验，探索实验室建设、实验教材建设、实验内容设置、实验模式和实验考核方法的改革，运用传统方法结合计算机仿真的实验方法，以规定实验结合自主实验的形式，充分利用网络资源延伸教学互动空间，形成了一套分层次递进的实验教学模式。
基础课程重视培养学生自主创新意识和科学实验技能，是提高教学质量的重要环节。
如何在有限学时内使学生掌握电路的基本知识、基本分析方法和基本实验技能是主讲老师必须思考的问题。本文从教学内容、教学手段及方法、教学质量评价方法与评价体系、实践环节等几个方面进行改革实践
1教学内容
1.1?线性电阻电路
1.2?正弦电流电路
1.3?非正弦周期电流电路
1.4 动态电路的时域分析
1.5?动态电路的复频域分析
1.6 非线性电路
1.7 网络矩阵和网络方程
1.8?二端口网络
1.9 分布参数电路
1.10 磁路
???
2教学手段与方法
2.1编写教学计划?
??? 编写教学计划是一项十分重要的工作 ,授课计划、授课内容要符合教学大纲的要求 ;授课的总学时和学时分配要符合教学计划 ,教师不仅要“吃透”教材 ,积极参加教材建设 ,同时还需要认真的工作态度和高度的责任心。认真备课、做好备课笔记是保证教学质量的基础
2.2教学方法
（1）在电类专业的课程体系中，结合电路课程的特点和教学内容，安排好先修的数学和物理学课程。
（2）在教学中，强调基础知识，注重基本概念和基本的分析计算方法的掌握。注意理论联系工程实际。
（3）在教学中，注重教学方法，遵循由特殊到一般、由简单到复杂、循序渐进，使学生对基础知识牢固掌握、灵活应用。
（4）结合课堂讲授内容，精心配备例题和习题，开展课堂讨论，以利于学生更好地理解和掌握基本理论和基本方法。
（5）电路原理课程多媒体教学的实践。在课堂教学中，引入现代化教学手段，使教学内容形象生动，增大了信息量。制作上网课件，充分利用网上资源，加强训练。
随着计算机的普及,采用多媒体教学已经得到人们的广泛重视.引入多媒体技术,可以给学生创造一个生动形象的学习环境.改变了单一的教学形式,进一步激发了学生的学习兴趣,调动了学习积极性,提高了学习效率.
（6）注重实验教学和课堂理论教学的结合，通过常用仪器仪表的使用和对实际电路的调试、现象的观察、参数的测定、故障的排除使学生进一步了解电路元件的基础知识、电路模型知识、正弦稳态电路的功率、互感现象。通过验证性实验和综合性实验提高学生实际动手能力，加深学生对重点和难点内容的认识和理解。
（7）将电路计算机辅助分析引入教学，帮助学生更深入地理解动态电路的过渡过程和正弦稳态电路的频率响应。
3教学改革的主要内容
3.1教材内容方面
在课程体系上要体现专业基础课的特点，采取横向联合改革的做法，对一些与工科物理重复的内容只作过渡，不再重点讲授。而将重点放在讲述分析方法，如时域及频域网络分析。从时域和频域这两个角度对网络的基本原理、基本概念和基本分析方法进行更深层次的讨论。并建立起复频域分析的概念和方法对后续课程有极大的影响。学生通过学习这两部分内容在电路理论方面的思维和能力得到了训练和提高。
3.2设计实验方面
实验教学是将理论知识转化为实际能力的重要环节,将理论知识的学习与动手实践紧密结合, 使学生具备了基本的实践技能，培养了创新意识和工程意识。[1]
开设出既能加强基本理论、基本知识、基本技能训练又能反映当代科技水平且与相关专业密切结合的实验。以培养学生跨学科的综合分析能力和潜在创造能力。将实验内容按功能分块，分别是基础模块、设计模块、应用模块，删去一些陈旧落后的实验，加强了设计型实验和仿真实验。
4课程考核及教学改革的目的
在课程考核方面，强调平时阶段考试的重要性，弱化了期末考试的比例，有效地促进了学生的学习主动性，使最后的总评成绩真正能够反映学生的学习水平。
随着高校新一轮的建设，给专业基础课程教学带来了较大的影响，主要体现在大专业、大平台、大院系的建立进一步整合了教学资源，为提高教学质量提供了重要的基础；高校扩招使得大班授课成为一种较为普遍的形式。为了适应这一形势，同时也为了保证课程考核方式改革的顺利实施，课程组加强教材建设，形成了较为完善的教材体系。
深化教学改革，注重培养学生的创造性智能。现代的教学观是发展型和开拓型的教学观。把知识的传授与学生的全面发展很好的结合起来，在向学生传授知识的基础上，注重发展学生的创造性智能。基于这种认识，在电路原理课程的整个教学过程中始终采用启发式教学，不要过细过长，而应让学生懂得知识的来源和获取知识的手段要比知识本身更重要，以培养学生获取知识的能力和独立分析问题和解决问题的能力。[2]
5实践教学的效果与意义???
通过教学改革促进了教育思想和教学观念的改变，达到预期目标。
在重视电路基本理论的基础上，结合工程实际，重视现代电路分析的方法，培养学生熟练使用现代化设计工具，增强学生的工程实践能力。
实践教学内容的安排，旨在巩固学生的理论知识，培养学生的实践能力，激发学生的科研兴趣，全面提高学生的综合素质。实验课程内容可分层次开出基础型、设计型。实验采取开放式教学模式，实行实验时间开放，实验内容开放，实验器材开放。
实践教学提高了学生的学习兴趣，激发了其自身的创新能力。提高了实验的操作能力，增强了学生操作实验的自觉性。强化了学生细致敏锐的观察能力和科学的实事求是精神。提高了学生的科研能力，对其自身的综合素质也有很大程度的加强。[3]
6结语
本文通过对电路原理课教学改革的实践分析，提高了学生的动手能力，使实验、实训变得有趣味、有探索性，提高了学生对实践环节的重视程度。强化了理论分析与实际工程的联系。通过实验、实训，学生具备了基本的实践技能，培养了创新意识和工程意识，也提高了学生发现问题、分析问题、解决问题能力和综合应用知识的能力。
参考文献
[1] 陈洪亮,田社平,张峰.基本电路理论课程考核方式改革的探索与实践,中国大学教学,2009年第2期.
关键词：电镀流水线行车避撞终端超声波测距
引言
现代电镀企业大量采用自动化挂镀流水线，在这些流水线中大多采用2吨左右的小型行车在各镀槽中转移挂具架。行车的行走、停止、吊具升降、停留等动作完全由PLC控制，可实现较高精度。行车运行质量直接关系到产量和产品质量参数的实现。在实际生产中，行车运行并不是特别理想。在生产线调试阶段，由于调试者技术水平和观测能力等主客观限制，行车与实际生产所需要的走位点之间往往存在微小的误差。通过长时间生产，这些原始误差会逐步积累放大，最终导致行车走位与实际需要之间出现比较明显的偏差，从而引起行车间的碰撞，造成挂具架倒挂等事故。一旦发生倒挂，整条生产线就必须停止，同时还需要人工处理掉落在渡槽中的镀件，每次处理时间至少在20分钟以上，对正常生产影响极大。为解决碰撞问题，有必要为行车设计和安装一种特殊的避撞终端。
一、避撞原理
行车一般都安装于特定轨道上并直线运行，要实现避撞，只要能及时检测两部行车之间的距离，在小于安全距离时暂停运行即可。在测距时，通常可使用四种方法：即无线电测距、激光测距、红外线测距和超声波测距。在电镀流水线上，渡槽通常需要蒸汽加热，很多原料比如出光剂（硝酸）、除脂剂(LH-303)等会出现挥发，在渡槽上空形成大量的白色雾气，所以红外线测距和激光测距均不适合。同时在电镀车间中存在大量的电力设备，无线电也会受到很大干扰，因而选择超声波测距作为实现手段。
超声波测距是一种非接触式测量方式，主要原理是：发射器定期发射超声波，遇到障碍物产生反射，由接收器接收回波信号，采用单片机进行监控，记录发射与接收的时间差Δt，然后可用以下公式得到准确的液位高度：L1=L-Δt*C/2
其中L是预先输入的罐体高度，C是超声波传播速度。不过超声波在空气中的传播速度受温度影响较大，与温度的关系大致可用下式来表示：
C=331.45+0.61φ（米/秒）φ为当地气温。
二、电路设计
避撞终端的结构框图如图1所示，主要由控制电路（ATmega8）、温度补偿电路、超声波发射驱动电路、发射换能器（T）、超声波接收检测电路和接收换能器(R)、输出接口和电源组成。超声波的发射频率决定采用谐振频率为40KHz超声波换能器TCT40-10F1(发射)和TCT40-10S1（接收），该器件工作距离约10m，盲区约30cm。
超声波发射驱动电路（如图2所示）采用以74HC04为核心的推挽式驱动电路，单片机PC3口输出40KHz的方波一路通过一级反向后加入换能器的一端，另一路通过两级反向后加入换能器的另一端，这样可以提高超声波的发射功率，继而增加最大测量距离。
超声波接收检测电路采用LM324两级反相比例放大电路和LM393比较电路组成。放大电路用于接收并放大信号，两级增益分别控制在40dB和20dB，LM393用于信号整形，整形后的信号将输入PC2口。
温度补偿电路采用美国Dallas公司的DS18B20芯片，其精度可以达到0.5℃。数据通过PC2口送入单片机。
三、软件设计
本次设计采用模块化方式，主要包括主程序、发射子程序、计算子程序、定时子程序、温度测量子程序、比较子程序等7个单元模块。
四、结束语
避撞终端可安装于行车行走装置导轨上方前端，测量范围约为0.3-10m，误差范围约±1cm，实际使用时控制的安全间距大致在50cm左右。在程序处理时需要引入数字滤波技术，根据多次测量计算出平均值，以提高测量精度。
在实际安装使用过程中，由于电镀生产环境较为恶劣，需要特别注意在终端外壳应用工程塑料等抗腐蚀材料，以增强对腐蚀性气体的抵抗能力。
参考文献：
[1]马潮.AVR单片机嵌入式系统原理与应用实践[M].北京:北京航空航天大学出版社.2007.
关键词：电工原理；放大电路；电路分析
模拟电路是电子专业的一门最基本的课程，学生对模拟电路掌握得并不理想，模拟电路较为抽象，公式也很多，学生总是无法记住公式。笔者从事教学工作多年，总结出：把电工基础的原理应用于模拟电路共射放大电路中，这样学生对模拟电路很感兴趣，也便于理解，学生也能够感知这些知识的重要性，使学生提高思维能力。
一、电路分析
图一是模拟电路中最基本的放大电路，它是共发射极放大电路，首先让学生观察一下，上面既有交流信号又有直流信号，学生看了会产生恐惧感，认为这个电路很复杂，既有直流又有交流，无从下手，于是我采用电工基础中的叠加原理。
叠加原理的内容是：在线性电路中，若存在多个电源共同作用，则电路中任一支路的电流或电压等于电路中各个电源单独作用时，在该支路产生的电流或电压的代数和。
放大电路是在小信号作用下工作的，一是直流电压，另一个是交流信号，因此，可以应用叠加原理对基电路进行分析。
我们要让这电路能正常工作，必须给它设置合理的静态工作点，就是给它外加直流电压，对其进行静态工作点的设置，还有外加交流信号，这样才能保证电路正常放大，用叠加原理分别对其进行分析。
二、静态分析
三、动态分析
四、电路叠加
五、利用戴维南理求输出电阻
在分析放大电路里，我主要是采用上面的叠加原理和戴维南定理来讲解，把电工基础的理论应用于模拟电路共射放大电路中，学生很容易理解，也增强了他们学模电的信心，收到了良好的效果。
参考文献：
[1]福建机电学校.模拟电子技术基础.高等教育出版社，1992-05.
[2]曾祥富.电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，1997.
关键词： 信号处理 多频扫描 二次电源电路 显示器原理
随着计算机的普及，“显示器原理”进入了些职业教育和高校的课程。与该课程相关的教师多数对电视机的原理较为熟悉，但对显示器的一些特殊电路还不甚了解。对显示器的一些特殊电路与电视机电路作对比说明，希望对同行的教学能有少许启发。如有不妥，请各位读者指正。
对于采用阴极射线管（CRT）的显示器和电视机，外观相似，但内部的电路结构和工作原理其实有很大区别，下面对其主要电路的区别分几个方面来说明。
一、信号处理电路
电视机一般接收的是射频（RF）信号，所以信号处理电路要比显示器复杂。显示器的输入信号一般是由计算机主机中的显示卡经15针信号插座送出的，显示卡有两种形式的输出信号，即数字信号和模拟信号。现在，常见的计算机一般都采用模拟信号方式输出。模拟信号包括R、G、B三基色信号和行同步、场同步信号。由于输入显示器的已经是三基色信号，行、场同步信号也很完整。因此，显示器中不再需要视频信号的还原解调电路，故R、G、B信号一般直接送入显示器的尾板。尾板电路中主要是视频信号处理电路和显像管附属电路，它包括视频信号预处理电路和末级视放电路。视频信号预处理电路包括视频放大、自动亮度控制、亮度和对比度控制、黑平衡和白平衡调节电路，该部分电路一般由专用集成电路和元件组成。末级视放电路是由三只高耐压、中功率组成的电压放大器，用来产生调制显像管阴极足够大幅度的三基色信号。现在也有集成末级视放电路的。另外，该电路还有高频补偿电路，补偿信号中失落的高频成分，提高图像的清晰度。显像管附属电路用来提供显像管工作所需的各种电压。顺便说一句，由于计算机中的音频信号由主机中的声卡通过解码产生，推动外接的有源音箱直接发声，和显示器无关，故显示器中一般没有音频电路。
二、扫描电路
显示器大多数采用逐行扫描。为支持不同档次的计算机和显示卡，以及用户不同的使用要求，显示器的最大扫描频率范围，行频要从15.8KHz到120KHz之间变化，场频要从50Hz到120Hz之间变化，这就是所谓“多频显示器”。普及型显示器都支持VGA和SVGA方式，它们的一般要求是：分辨率调整范围在640×480到1280×1024之间。相应行频变化范围约在30―70KHz，场频范围在60―120Hz之间。为达到这些要求，多频显示器除有和电视机相同的鉴相、振荡、同步、激励、输出等基本扫描电路外，还有以下特殊电路。
1.行、场同步信号频率的自动跟踪、极性处理与同步电路
显示器要在大范围内保持扫描同步，首先要有一个对同步信号的频率跟踪电路，以便对行、场振荡电路的振荡频率及时作出调整。原理是让行同步信号通过一个频率/电压（f/V）转换电路，电路的输出端经积分滤波器后输出一个与行同步信号频率成正比的电压信号，用这个信号控制振荡器RC定时电路的时间常数，达到改变振荡频率的目的。极性处理电路的任务是对行、场同步信号的极性进行识别并进行归一化处理的电路，这是因为由计算机显卡送入显示器的行、场同步信号的极性是随显示分辨率的不同而变化的，这些同步信号的不同极性的组合中含有不同视频模式的信息，显示器就是根据行、场同步信号的频率和极性对各种视频模式进行识别的。经模式识别后的行、场同步信号再进入极性处理电路，一律变成符合该显示器同步电路需要的极性。上过程就是归一化处理。处理后的行、场同步信号分别送入行、场振荡电路对其进行锁频、锁相，完成同步过程。
2.行幅度和场幅度自动调整电路
由公式iy=Ec・Ts/Ly知，行扫描电流iy与电源Ec、行正程时间Ts的乘积成正比，与偏转线圈电感量Ly成反比。当行频升高时，Ts变小，iy也相应变小，因为行幅度与iy成正比，所以，当扫描频率升高时，行、场幅度要缩小。多频显示器中，行幅度自动调整电路一般采用调整电源电压Ec、改变逆程电容、二极管调制器行幅度自动调整电路等方法。调整电源Ec的方法在后面电源内容中介绍。逆程电容调整法的原理是：当行周期一定时，逆程时间与行逆程电容成正比。当行频升高时，行周期变短，这时减小逆程电容，缩短逆程时间，相对增大了正程时间，即增大了行幅，反之亦然。另外，当行频变化时，适当调整逆程电容，使正程和逆程时间关系保持一定比例，也可防止图像右卷边，保证图像质量。实际电路中，一般是由多个逆程电容与开关三极管共同构成逆程电路，由微处理器控制三极管的导通、截止，改变了逆程电容的串、并联接入状态，即改变了容量，完成逆程电路的调整。
现在的新型显示器中广泛采用的是一种二极管调制行幅度自动调整电路原理：电路如图1，图中T为行输出管，D为阻尼二极管，D1、D2为调制二极管，Ly为行偏转线圈，FBT为行输出变压器，Lm为调制线圈，Um为调制电压。该电路的特点是用电压Um的变化可以控制偏转线圈中电流的变化。由微处理器或控制电路送来的行幅度控制信号经放大电路后，经A端由Lm送入，控制Um电压。当Um升高时，抬高了行偏转线圈Ly下端的电压，上端电压保持不变，故行偏转线圈两端电压减小，行偏转电流iy减小，行幅变窄；Um降低时，行偏转电流iy增大，行幅变宽，这样达到自动调整行幅的目的。行幅调整反馈信号一般取自行输出变压器上的绕组。
场幅度调整的原理一般是：由微处理器根据不同的视频模式识别信号给场扫描电路送出适当的控制信号，控制对锯齿波形成电路RC充电电流的大小，以改变锯齿波的幅度，达到自动控制场幅度的目的。
3.枕形失真自动校正和S校正自动调整电路
我们知道，由于显像管中电子束的偏转半径和荧光屏的曲率半径不同，会引起特有的“枕形失真”和“延伸失真”。为此，在电视机中都加有枕形校正和S校正电路，由于这两个校正电路的补偿参数都和扫描频率有关，故在多频显示器中，该部分电路也与电视机不同。枕形失真自动校正电路中，去掉了电视机中常用的枕形校正变压器，而利用前面介绍过的二极管调制器行幅度自动调整电路进行枕形校正，原理是：由微处理器根据不同的视频模式识别信号确定场频后，给送入Lm线圈的行幅控制信号上再叠加一个与场频一致的抛物波，适当控制该抛物波的凹凸程度，使一场的行扫描线在水平方向上呈鼓形，刚好与枕形失真抵消，达到自动校正的目的。
显示器中，对图像的几何失真度要求很高。在S校正电路中，当行频变化时，要适当改变S校正电容的容量，以得到最佳效果，即最小的几何失真。实际电路中，在一个较小的S校正电容上并联数个经晶体管控制的S校正电容，这些晶体管作为开关由微处理器控制，根据不同的行频决定电容在电路中的接通数量，控制行扫描电流波形的S弯曲程度，达到最佳S校正。
4.行、场中心自动调整电路
在扫描电路中，由于存在晶体管等非线性元件，以及行扫描电路工作在开关状态等因素，会产生信号在传输过程中的延迟，延迟量与扫描频率有关。多频显示器中，当扫描频率改变时，延时量发生变化，使扫描信号的相位发生变化，这将会引起图像在屏幕上的偏移，行、场中心自动调整电路就用来消除偏移，它们的电路实际上是由微处理器根据频率变化时不同的延迟量，给行、场偏转线圈上加上一个适量的直流电流分量，使光栅产生一个与延时量相反的偏移量，使行、场中心始终和屏幕中心重合。
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以上调整和校正电路除有自动控制电路外，还有手动控制电路，以弥补自动的不足，同时也方便使用者。手动控制的方式很多，在新型多频显示器中，一般由不多的几个按键用菜单方式集中进行多项控制，采用面板参数调整电路，在微处理器控制下，把经菜单选中的某一控制量调整的脉冲经D/A电路转换为模拟量加至被控部位。在有效调整范围内，操作者可随意进行调整。该类显示器一般都采用带屏显接口的视频信号处理电路，故调整量可直观地显示在屏幕上。调整内容除对比度，亮度外还有：行幅、场幅、行中心、场中心、枕形失真、梯形失真、画面旋转、自动消磁等。
三、电源电路
显示器电源多采用并联型自激式冷底板，由开关变压器初、次级线圈进行电路隔离，取样反馈电路一般用光电耦合器隔离。国产显示器现多采用性能优良的集成电路UC3842做电源脉宽调制器（PWM），开关脉冲的频率在30―50KHz之间。为降低开关损耗和简化驱动电路，电源调整管多采用场效应管。
显示器电源比较有特点的电路是在主电源次级。前面述及，多频显示器中当频率升高时，行幅度要变窄，大范围的行幅度调节其实要用提高行电源Ec的方法，其它方法只能在小范围调节。如在不同的显示模式下，当行频从31.5KHz升高到48.4KHz时，行电源Ec约从90V要升高到150V。Ec电源的调节电路称二次电源电路，原理如图2所示，一般有a、b两种电路。a图为一种串联式电压调节电路，图中T为调整管，栅极由微处理器送入经模式识别后有一定占空比，并经电路放大的方波信号，控制调整管工作在开关状态，对直流电源进行斩波输出。显然，输入方波的占空比决定了输出电压的高低。电路的输入端接开关电源给行扫描电路的供电端，输出端的脉动直流电经L、C滤波后作为Ec送给行输出电路。由原理知，该电路输入端电压要高于输出电压。
关键词： 电源传输完整性; 优选器件; 电源评估; 平面电容; 电源仿真
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）02?0132?05
Design process of hardware circuit based on PDN theory
REN Bing?yu
（GRG Banking Equipment Co.， Ltd.， Guangzhou 510663， China）
Abstract： Based on the power delivery network （PDN） theory， the detailed design process of hardware circuit is described. Difference from general circuit design method， PDN design process can greatly improve the hardware integration and effectively reduce the total number of components by establishment of preferred component list， power evaluation， plane capacitor construction， power supply simulation and construction of power frequency impedance simulation curves. The power supply integration test executed by professional tester proves that the hardware circuit designed by PDN can effectively limit the ripple， noise and other electric performance parameters， and resistor and capacitor on one board can be decreased by 30%. The products can fully meet hardware requirements of telecom servers.
Keyword： PDN; PPL; power supply evaluation; plane capacitor; power supply simulation
0 引 言
21世纪以来，随着科技地不断发展，电子产品在功能、性能等方面得到了长足的发展。伴随而来的是电子产品系统复杂、加工工艺难度增大、产品成本提升、单板故障率上升等问题，直接影响消费者的正常使用和公司的信誉。
目前单板电源设计的流程通常是确定好主芯片及其他用电芯片的输入输出电压/电流，按照分支派生的方式标示电源架构，汇总出产品所需的总功耗，确定供电芯片的型号和性能参数就开始设计电路中的电源。为了降低设计风险，设计人员通常采用电源芯片供应商推荐的参考电路来设计电源电路，经过简单加工测试验证无问题后即投放市场。这种电源设计方式看似没有重大设计风险，但实际上却存在很多隐患，无法满足精细化设计的要求，会造成极大的设计冗余，导致产品升级换代困难，加大分析电路故障原因的难度，降低了产品实际效率，提高了产品的开发、生产和售后维护成本。本文从科学设计电路的角度出发，引导硬件工程师在充分理解单板芯片的实际电源需求后，通过正确评估电源需求、理清优选阻容器件、优化平面电容和层叠电容等设计方法，设计出高品质、高集成度的优秀电子产品。
1 优选阻容器件
在单板开发设计过程中，硬件工程师使用最多的器件就是电容和电阻，电阻主要有限流、分压、调节芯片驱动、限定电平输入输出、调整负载等作用;电容通常应用于隔直、耦合、滤波、稳压、谐振等设计。阻容的器件原理和应用范围很明确，但为了缩短产品的交付进度，设计人员通常在电源设计上采取粗放型理念，对阻容器件的选择缺少必要的科学管控。为保证无开发风险，设计人员大多直接应用芯片器件手册上推荐的环路设计，增加了芯片间冗余设计。这种不规范选取阻容器件的现象会导致板上阻容器件的种类数、器件总数被人为增加，提高了制造、仓储、维修等生产部门的运营难度，同时冗余设计会引起电路设计的不稳定性和不确定性，引入噪声、谐振、串扰、功耗上升等问题。故此，需要设计人员在设计前就必须彻底理清整个单板的系统架构，明确阻容器件的功能，通过电路仿真和实际测试结果来指导正确的硬件电路设计，否则无法正确完成产品开发设计[1]。
为保证电源稳定性，在设计芯片环路的时候都会给留有一定的余量，设计的余量与功耗评估、器件精度、电源仿真都存在关系。实际应用的阻容器件与标称的理论值存在一定偏差，阻容器件标称值与实际值的偏差称为误差，器件允许的偏差范围称为精度。电容精度等级与允许误差对应关系通常为：超稳定级（I类）的介质材料为NPO，精度通常为1%;稳定级（Ⅱ类）的介质材料为X7R，精度通常为5%;能用级（Ⅲ类）的介质材料Y5V，精度较低，不建议使用。在考虑通流和功耗的前提下，目前电阻精度主要是1%及5%两种。
在实际设计过程中，建议设计人员选择精度高（1%）的阻容器件。使用高精度的阻容器件可以准确控制硬件电路的功耗、电流、频率、纹波、噪声等电气特性，有效控制单板稳定性。为了降低单板阻容器件的种类数，应该参照以下规则：电阻按照E12原则（10、12 、15 、18、 22 、27 、33 、39 、47 、56、 68、 82作为基数）来选择器件，电容按照E3原则（10、22、47作为基数）来选择器件。这些是设计中经常用到的阻容值，以上述阻容值作为基数可以满足电路设计中90%的阻容需求。如果芯片要求特殊阻容值，可以通过串并联的方式实现所需阻容值，可以有效地控制环路的阻抗匹配、驱动调节、纹波控制等电气特性。
选用高精度阻容阻容器件，建立优选阻容器件表PPL，就可以在保证所有单板开发质量的前提下，最大程度约束器件选择的种类数，实现器件编码的归一化，提高单板阻容器件的简洁度。
2 电源评估
设计人员选用一个芯片，需要明确芯片最大的应用能力，即芯片管脚最大工作电流和目标工作频率，理清芯片最大动态电流和设计所需的负载频率范围，约束trace走线分布来指导power rail的设计并选取适合的电容。控制电源稳定性最重要的两个环节就是阻抗匹配和频率响应，设计电路的时候会仿真出一个最优通路的理想电路模型。理想电路要求在电路频率变化范围中走线链路阻抗是固定的，设计出的实际电路也要满足这个特性，要求设计出的阻抗频率特性曲线与理想电路阻抗频率曲线接近，甚至一致。
以某网卡芯片为例，通过查询器件手册得出芯片在不同工作状态下的最大电流如下。
表1 某网卡芯片工作状态功耗表
通过表1知道网卡工作在1 000 Mb/s传输速率，从Active状态到Idle状态时候会产生最大的功耗变化，网卡实际工作中最大的电流变化是从Active状态向Idle 状态切换过程中发生的。网卡在这两个状态之前切换时候产生最大数据量变动，过大的数据量变化会产生额外的工作损耗。从芯片手册上可以得知Active状态到Idle状态的工作电流变化为570 mA，由此可以计算得出网卡在1 000 Mb/s link状态下从Active转向Idle时的Transient Current百分比，即动态电流变化率[Istep]为570 mA。由表1可以看出，该网卡芯片在不同工作状态下的功耗是不同的，相同电平下的工作电流不同。这是由于芯片高速信号传输引起传输线及传输介质产生阻尼效应，内部工作频率提升导致芯片管脚输出功耗上升。信号传输是通过数据线中电平高低变化来实现的，不同电气接口对于高低电平的阈值也是有严格要求的，为保证信号能够在准确的数值下传输，需要确保芯片管脚上的信号在相同或不同的工作状态下都能有稳定的电平输出。这就需要我们充分理解芯片的工作原理及产生功耗的原理后，提供最优的电路来保证整个环路的稳定性[5]。
特征阻抗[Ztarget]可以通过以下公式得到：
[Ztarget=ΔVΔI=Vmax?ΔVrippleImax?ΔItransient] （1）
式中[ΔVripple]为电压纹波要求，通常为1%～3%，[ΔItransient]为电流有效传输效率，根据电源不同的设计方式和信号工作频率，可以选择10%～90%作为电流传输效率。
芯片都是在不同状态之间进行工作的，管脚不可能一直保持工作在100%的工作状态，这就导致实际输出的电流不会一直处于峰值电流，而是最大值的一部分。对于对工作状态没有约束且工作频率超过100 MHz的芯片，对电流传输效率Transient Current百分比可以选择最大的90%。芯片的最大工作电流可以通过查找器件手册得到，里面详细介绍芯片所有的工作状态及对应的工作电流，得出芯片在不同状态下的最大功耗。在此基础上，联系芯片实际工作中可能出现的状态变迁方式，计算出最大的动态电流变化率，即电流有效传输效率[ΔItransient]。
通过查看器件手册得到芯片管脚的工作频率作为目标频率[Ftarget]，超过[Ftarget]范围的信号都不必要处理。这是因为受到阻抗特性约束，这部分超出[Ftarget]的信号是无效的，故此不会产生损耗。芯片的目标频率通常在器件手册中没有涉及，可以直接向供应商询问。如果厂商无法给出芯片的目标频率可以凭借经验来推测：首先明确芯片消耗电源的模块类型，通过模块类型对比给出不同模块的典型频率，在结合芯片实际工作情况，找出所需要的目标频率[Ftarget]。
通常以I/O电源80 MHz，core电源50 MHz作为标准基准频率。将[Ftarget]带入计算表格，得出所有需要分析的对象和仿真波形，完成电源评估工作。
3 平面电容
经过实际测试，发现每个芯片的I/O管脚都无法按照理论模型构建硬件电路，即直接通过芯片管脚与PCB板上铜箔pad相连接，不会产生任何额外的电气特性。如图1所示，在芯片I/O管脚与PCB相连的地方都会产生寄生电容，当I/O管脚输出高电平时，相连部分上的寄生电容开始放电，如果管脚周围没有补偿电容给管脚寄生电容及时充电，该I/O管脚上电平就会出现跌落。
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图1 芯片I/O管脚实际等效示意图
芯片厂商通常会在实际封装中添加一部分[Cpkg]用于给寄生电容充电，但是由于容值过小，充电效果并不理想。芯片外部放置的钽电容存在走线过长、层叠干扰及寄生电感的原因，更是难以给芯片I/O管脚上的寄生电容及时充电，所以我们要利用PCB来构建出如图2所示的等效平面电容[Cpcb]。
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图2 理想PCB平面电容示意图
平面电容是利用PCB叠层的电源层和地层之间构造的电容效用而形成的。这种平面电容的容值通常比较小（pF级），可以用于滤除高速信号产生的高频噪声，同时由于离芯片管脚最近，可以最迅速有效地为芯片管脚上的寄生电容充电。在芯片周围摆放滤波电容不能有效滤除高频噪声的原因就在于即使容值很小的滤波电容也只能滤除100 MHz以下的噪声，而对于超过200 MHz的噪声就不能有效滤除。以10 nF电容为例，按照电容阻抗特征曲线所示，只能有效滤除50 MHz左右的噪声。如果再放置pF级的电容会显得冗余，且电容本身的ESR和ESL会引入高频谐振的问题。
综合考虑，建议可以利用平面电容来对管脚寄生电容完成充电和高频滤波[2]。电容频率阻抗曲线如图3所示。
3.1 估算平面电容值
平面电容值需要依据芯片管脚和对应传输线上的寄生电容值来完成评估。通过芯片I/O管脚的寄生电容[Cio]以及芯片的I/O管脚数量得出芯片I/O管脚生成的总寄生电容大小。一般情况下，PCB微带层每inch单端传输线（特征匹配阻抗为50 Ω）上的寄生电容为3.5 pF。以一组32位的传输线为例，传输线走线长度为6 inch，管脚寄生电容[Cio]为2 pF，可以推算出芯片管脚总寄生电容[Cswl]=（3.5 pF/inch×6 inch+2 pF）×32=736 pF。按照设计要求电源的纹波为2%，综上条件就得到了所需要的平面电容[Cp]为36.8 nF。
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图3 电容频率阻抗曲线图
当然，这里还提供了一种简易评估平面电容的方法，即忽略管脚上的寄生电容。同样以上述32位传输线为例，[Cswl]=3.5 pF/inch×6 inch×32=672 pF，电源纹波同样要求为2%，得到平面电容为33.6 nF。这样计算得到的[Cp]与理论值存在一定偏差，不是很准确，但管脚上的寄生电容可以通过芯片封装上的[Cpkg]进行部分补偿，可以满足实际应用的补充效果，故此不会产生很大的影响[3]。平面电容的布局由于需要考虑分层和跨层分布，实际上应用的平面电容要比计算得到电容多。根据资料和实际测量，实际布局的平面电容[Ccomp]和理论的平面电容[Cp]二者的比例应该是5～10倍之间，通常选用选取为8，即[Ccomp]=[Cp]×8。由此可以得到芯片实际需要补偿平面电容值为[Ccomp]=36.8 nF×8=294.4 nF。
3.2 构建平面电容
按照上面介绍的方法，通过计算得出芯片管脚需要补偿的电容值，下一步就要确认如何构建平面电容。PCB是由铜皮和绿油组成，PCB板上所有的电源和信号都需要通过铜皮完成布局和传输，故此确认并合理地分布铜皮就能决定如何构建最适宜的平面电容。
如式（1）所示，铜皮的估算方式可以按照业界通用的公式：
[CPCB=E×Er×L×WT] （2）
式中：E=0.224 9×[10-12] F/inch，[Er]=3.8～4.2 （FR406材质PCB吸收），L为走线长（inch），W为线宽（inch），T为铜厚。
在设计初期就已经确定了PCB的层叠间距、材质、走线距离、线宽和铜皮厚度等参数，可以根据式（2）评估出实际设计需要铜皮数量，由此构建PCB铜皮布局，即构建平面电容。构建PCB平面电容需要经过电路原理仿真、PCB信号仿真和电源仿真评测后方可落实。电源层和地层必须有效区分，原则上相同电平值的模拟和数字电源也需要单独隔离，数字地和模拟地也需要隔离开。处理高速信号时，需要注意信号参考的电源平面或地平面布局需要尽量精简，电源层平面和地层平面尽可能的靠近并对称均匀布局，形成近似差分耦合电容的布局。这是由于提供给高速信号做参考层的电源平面和地平面在实际应用的时候会附生一个很小的寄生阻抗（大致20 mΩ），为保证电平稳定，通过这种紧急对称布局来有效抵消寄生阻抗引起的电平跌落，而且可以有效抵消一部分电源纹波和噪声的干扰[4]。
3.3 应用实例
以一片单板为例，首先确定单板上工作时钟频率在100 MHz以上的单端信号，以表格的形式列对应的芯片器件名称、接口类型、工作频率以及器件个数，再列出接口的个数、单个接口的负载电容以及接口工作电压，按照列出的信息，参照本文提供式（1）计算出该关键I/O管脚需要补偿的电容值，构建平面电容。以Intel 82599网卡芯片为例，通过查阅厂家技术手册列出信号对应的电源网表名、电压、纹波等信息，绘制出表2，用于指导下一步设计。
表2 某单板的管脚信息表
通过查看芯片手册，得知芯片内部时钟主频为100 MHz，可以倍频至2.5 GHz，即[Ftarget]为2.5 GHz。管脚最大电流为3.5 A，应用VCCP的管脚都为高速信号，需要使用high speed模型分析：电压纹波要求1%，电流传输效率90%。
通过公式（1）所需要的平面电容值为[Cp=（3.5 pF/inch×15 inch+2 pF）×321%=174.4 nF]，即可规划出平面补偿电容。通过式（2）得到，[Ztarget=1.1×1%3.5×90%=3.492 mΩ]。再使用文中介绍的电源评估方式，绘制出如图4所示的[Ftarget]与[Ztarget]曲线，依靠曲线协助评估出所需要的最优环路。
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图4 [Ftarget]与[Ztarget]仿真曲线
经过电源评估、构建平面电容和频率阻抗特征曲线后，可以设计符合芯片管脚电气需求的最优电路。如图5所示，通过泰克示波器TDS3012B量测信号噪声发现，采用PDN设计理念优化的电路可以有效抑制噪声。
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图5 PDN设计前后电路噪声测试结果
4 结 语
本文通过原理分析和实例讲解来介绍一种基于PDN原理设计硬件电路的方法。PDN可以有效指导硬件工程师在充分掌握芯片实际工作状态信息后，精确地设计电路、优化阻容选型，提升电路开发效率，解决冗余设计造成的干扰问题，提高单板简洁度，提升产品品质。同时，通过PDN原理来指导硬件电路设计的方法，已被爱立信、华为等电信业公司广泛接受、应用和推广。
根据本人实际开发工作验证，通过PDN原理设计电路的方法非常科学，采用PDN原理设计24 000 pin密集度的服务器单板，可以有效降低阻容器件种类数和总数各30%，降低原材料、加工成本和工艺制程成本12.5 RMB/pcs，提升生产直通率0.5%，改动前后的效果十分明显。
本文在以下方面有所创新：
（1） 提出PDN设计理念，规范电路设计流程，能有效指导硬件工程师充分理解芯片的技术规格，设计出最优电路;
（2） 建立优选器件表，规范阻容器件种类数和总数，提升产品质量和管控水平;
（3） 构建平面电容，绘制频率阻抗曲线，指导硬件工程师设计理想硬件电路。
参考文献
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[3] 林文彦.阻抗规格对电路板设计、制造之影响[EB/OL]. [2010?09?02].http：///link？url=Rhyy3dKz_BPN14MggknesIEG4zyV4e8lhRxttj?6jDkPdqeVZ0vDe73umxNWWiZwZNt
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[4] 顾艳丽，熊继军，焦新泉.长线传输的阻抗匹配设计[J].国外电子元器件，2008（10）：8?9.
1 SF5520的引脚功能
SF5520采用14脚双列塑封，其管脚排列如图1所示。各引脚的功能如下：
1脚：辅助运放输出；
2脚：辅助运放同相输入；
3脚：辅助运放反相输入；
4脚：内部相敏整流器输入；
5脚：内部相敏整流器输出；
6脚：内部相敏流器参考信号输入；
7脚：接地；
8脚：二分之一基准电压；
9脚：信号发生器输出；
10脚：信号发生器输出（与9脚反相）；
11脚：内部运放反相输入端；
12脚：基准电源；
13脚：信号发生器外接电容；
14脚：电源。
2 SF5520的结构原理
图2是SF5520的内部等效电路框图，它由滤形发生器、相敏整流器、偏置电路及辅助运放组成。图中，芯片内部的电阻除R7、R8为5kΩ以外，其余均为10kΩ。
SF5520内部有一个谐波含量小于5%且具有一定负载能力的正弦波信号发生器，其输出可用于对差动变压器初级绕组提供驱动。它由三角波信号发生器B1、波形转换电路B2及信号输出级A1、A2等组成。三角波信号发生器的振荡频率与外接电容C1有关，通过改变该电容值可使输出信号频率在1~20kHz之间调节。振荡频率f与外接电容C1之间存在下列关系：
f=110/C1
式中：f的单位是Hz，C1的单位是μF。
SF5520内部的相敏整流电路由运放A3、A4及可控电子开关B4组成。其中由运放A3组成电压跟随器，以提高相敏整流电路的输入阻抗；A4及电阻R1~R4组成换向放大器，其工作状态由电子开关B4控制；可控电子开关由输入信号控制，输入信号的不同极性可导致电子开关的导通与截止。
偏置电路（B3）可为SF5520内部各单元电路提供稳定的工作电压，以保证电路能稳定可靠地工作，同时还确保输出信号的动态工作范围。
此外，SF5520内部还设置一个独立的运算放大器（A5），该放大器可为实际应用提供极大方便。
3 SF5520的技术参数
SF5520的主要技术参数如下：
振荡频率：1~20kHz，由外接电容确定。
输出信号失真：小于5%，典型值4%。
输出电流：典型值15mA，最小值8mA。
外接负载阻抗：小于1kΩ。
输入电压：最小值4.5V，最大值5.5V。
输入电流：典型值300μA，最小值100μA，最大值1mA.
线性误差：典型值0.05%，最大值0.1%。
单电源：5~20V；双电源：±2.5~±10V。
电源电流：典型值15mA，最大值20 mA。
基准电压：最小值5V，最大值与电源电压相同。
增益：典型值为100000倍。
输入失调电压：最小值-10 mA，最大值+ 10mA。
输出电压摆幅：最小值1.5V，最大值为电源电压-1.5V。
输出短路电流：典型值50 mA。
典型功耗：小于220 mW，极限耗散功率为840 mW。
环境温度：0~70℃。
存储温度：-65~125℃。
4 SF5520的应用电路
差动变压器式传感器属于互感式传感器。它本身是一个变压器，其原边是一个绕组接入激励信号，副边有两个相同的绕组反向串接以获得输出信号。铁芯的一端与被测物体连接，当被测物体移动时，就会因铁芯的移动使逼边两绕组与原边绕组的互感不同而引起输出信号变化。将SF5520与差动变压器配合使用可组成电动执行器中的位置发送器，其电路十分简单，且调试方便，性能优良。图3是一种可接浮地负载的位置发送器电路，图中，R3、C2组成移相电路，其作用是使相敏整流器的参考信号（差变的激励信号）与输入信号（差变的输出信号）相位一致，从而改善电路的性能，R3的参考值为20k℃,C2的参考值为0.02μF。R2、C1组成无源滤波电路，用于对相敏整流器输出信号加以滤波。辅助运放A5可与调恒流管CRD等可组成V/I转换电路，可对相敏整流器的输出信号进行转换，以输出0~10mA的直流电流作为位置发送器的输出信号。由图可知：
（IL+IH）（R0+RWL）=V5
IL=[V5/（R0+RWL）]-IH
式中，V5为相敏整流器输出端5脚的电压，IH为可调恒流管CRD的输出电流。由上式可知，改变IH可使电路的输出电流为零，因此，调节RWO可调节电路的输出零位，而改变电闰器RWL可调节电路输出电流的量程。图3电路能输出0~10mA的电流信号，可作为II型仪表中电动执行器的位置发送器。
在图3电路中，由于位置发送器的输出端负载不能接地，这给某些应用带来不便。一种能对地输出0~20mA电流信号的位置发送器电路如图4所示，该电路既可用于II型仪表，也可用于III型仪表。图中，由SF5520内部辅助运放及电阻、电容等元件组成的二阶有源滤波器，可对相敏整流器的输出信号进行更有效的滤波，从而改善电路性能。由双运放LM358（A6、A7）组成的V/I转换电路，可将相敏整流器的输出电压转换电路信号，输出的直流电流信号可接地负载。电位器RW用来调节输出电流的零位，改变电阻R0可调节输出电流的量程。
在上述应用电路中，差动变压器的激励信号的采用电压信号，这种方法的主要缺点是在环境温度发生变化时会产生测量误差。
DT-101微型数字卫星接收机属直流供电机种，非常适合室外寻星。与大多数常用的便携式数字机相比，其LNB供电电路的构成和原理有很大差别，现简要介绍该机LNB供电电路的原理与检修。附图为DT-101微型数字卫星接收机LNB供电电路原理图。
工作原理
DT-101微型机LNB供电电路较简单，核心元件为双极型线性集成芯片34063A，由34063A和外接较少元件构成开关式升压电路，将12V直流电压升压，主芯片CT212S通过三极管J6、BA等组成电子开关控制34063A5脚外接的取样电阻阻值，实现对极化电压的调整。当设置数字机接收垂直极化信号时，主芯片CT212S发出垂直极化指令，其控制端55脚输出高电平，与CT212S 55脚相连的两只三极管J6、BA导通，使得34063A 5脚连接的取样电阻阻值发生改变，输出13V极化电压；当设置数字机接收水平极化信号时，CT212S 55脚输出低电平，J6、BA截止， 34063 A 5脚外接的取样电阻阻值发生改变，输出18V极化电压。这部分电路还传输22KHz信号，当在数字机中设置 “22KHz”或“DiSEqC”选项时，QPSK解调器ZL10313 4脚输出22 KHz脉冲信号，经三极管J6放大后，再经三极管C8550的b极调制到13/18V电源上，同13/18V电源一并输送到中频信号输入端子处，供LNB或切换开关使用。
故障检修
DT-101微型机LNB供电电路元件较少，检修并不难。根据故障现象使数字机工作在不同工作状态，检测LNB供电电路输入端、输出端及控制信号输入端电压变化情况，判定发生故障的范围，在确定的故障范围内查找受损元件，更换即可。
1、无极化电压输出。
首先确定故障发生在电源适配器还是LNB供电电路，如电源适配器输出电压正常，应检查数字机电源插座和极性保护二极管（IN4007）是否损坏。如34063A电源端6脚有12V电压，则故障发生在LNB供电电路。查IN 5819是否损坏，如IN 5819未损坏，多是34063A损坏。
2、只输出一种极化电压。
在极化方式设置正确的情况下，数字机只能输出一种正常的极化电压，则说明34063A未损坏，故障发生在34063A 电路或主芯片及其控制信号传输通道。首先，检查数字机在水平、垂直极化方式切换时，与主芯片CT212S控制端55脚连接的电子开关电路中开关管J6 b极电压是否变化，如有变化则说明控制信号传输通道无故障。接下来，对LNB供电电路进行检查。如开关管BA e-c结短路，则只能接收到垂直极化信号；当开关管BA e-c结断路时，直能接收到水平极化信号。除对开关管BA进行检查外，还应根据具体情况检查34063A5脚外连的取样电阻有无变值。
3、无22KHz信号输出。
首先查设置菜单，22KHz选项是否设置为“开”，再查解调芯片是否输出22KHz脉冲信号。确认设置无误，解调芯片输出22KHz信号正常的情况下，查22KHz信号传输电路中的电阻、三极管是否损坏。
工作原理
DM500V8多媒体卫星接收机LNB供电电路核心元件U70(LT1930)为SOT-23封装的5脚升压型高功率开关稳压器,采用恒定频率、电流控制模式内部结构,内部包含1A、36V开关电源,内置功率开关管、1.2MHz振荡器、RS锁存器、误差放大器、PWM比较器等电路。DM500V8多媒体卫星接收机LNB供电电路由极化电压生成、调整电路和22KHz信号调制电路组成。其中极化电压生成、调整电路由U70(LT1930)、L711、D71、R708、R709等组成,这部分电路受控于主芯片STB02500。当STB02500发出控制指令时,高电平信号加至LT1930④脚(SHDN),LT1930开始工作。同时,该高电平控制信号也使Q70、Q72导通,12V直流电加至电感L711,在C728两端产生高于输入12V的变换电压,这个变换电压经R708、R709分压后反馈至LT1930 ③脚(FB),再经LT1930处理后输出13V或18V极化电压。当设置DM500V8接收垂直极化信号时,H/V端输出3.3V高电平,来自STB02500的PWM脉冲通过R710与C727组成的积分电路后,变成一个与输入的PWM脉冲占空比成正比的直流电压,该电压通过R711与R708、R709分压电路的输出相加,使LT1930 ③脚(FB)电位上升,通过LT1930内部误差放大器和PWM比较器,使驱动开关管的PWM占空比下降,从而降低了LT1930升压变换电源的输出电压,同时使R708、R709分压电路的输出电压下降,也使加至LT1930③脚(FB)的和电压下降,当这个和电压降至与LT1930内部基准电压(1.255V)相等时,即达到一个反馈环路的动态平衡,此时LT1930升压变换电源的输出电压稳定保持在13V。当设置数字机接收水平极化信号时,STB02500经 H/V端输出占空比下降的PWM脉冲,作用在R708、R709和LT1930 ③脚(FB)组成的反馈取样电路,使LT1930输出端电压上升至18V。
22KHz信号调制电路由Q71、R712、R713、R714和一只起钳位作用的微型LED管(板上未标注位号)等组成。DM500V8的22KHz脉冲或DisEqC编码是由STB02500芯片中的CPU通过I2C总线控制调谐器发出的指令,22KHz脉冲或DisEqC编码指令通过4.7K电阻进入Q71基极,使Q71进入线性放大区,在Q71集电极与发射极间导通电阻随着基极22KHz信号交替变化,电阻R712与R713、R714、Q71构成分压电路,随着Q71内阻的变化,分压电路的分压系数也随之变化,将22KHz信号调制在LNB 13/18V电源上。■
故障检修
1、垂直极化无信号,水平极化正常。
先检查节目参数中极化方式设置是否正确,如预置参数为垂直极化节目,却输出18V极化电压,应查H/V端是否为高电平(3.3V),如无此电平,则可能是主芯片STB02500中极化电源控制部分损坏。再检查R710、R711是否断路,C727是否击穿短路。
2、水平极化无信号,垂直极化正常。
在预置节目参数无误的情况下,垂直极化信号接收正常,水平极化信号无法接收,可能是LT1930未工作,应检查LT1930是否已损坏。分压电阻R708、R709断路及C728失效也会导致此类故障发生。
关键词 集成电路设计 教学方法 教学探索
中图分类号：TN79 文献标识码：A 文章编号：1002-7661（2015）19-0006-02
1958年，美国德州仪器公司的基尔比发明了第一块集成电路，随着半导体工艺和集成电路设计技术的发展，集成电路的规模可以达上亿个晶体管。集成电路具有速度快、体积小、重量轻等优点，广泛应用于汽车、医疗设备、手机和其他消费电子，其2012年集成电路设计市场应用结构如图1所示。
自2006年以来，我国集成电路的产值为126亿美元，占全球产业总产值的5.1%，2013年我国集成电路的产值为405亿美元，占全球产业总产值的13.3%。2006年到2013年的年复合增长率达到18%，远超过全球集成电路产业整体增速。我国集成电路行业的产值如表1所示。
近年来，半导体集成电路产业在国家政策支持下发展迅速，因此对集成电路设计人才的需求剧增。为了满足社会日益发展的需要，国家在高校内大力推广集成电路设计相关的课程，并且取得了较好的效果，使人才缺口减小，但是还是不能满足国内对集成电路设计人才实际数量的需求。为了更好地加快集成电路设计人才的的培养，本文针对《数字集成电路原理》教学中存在的问题，并且根据教学的现状，探索出集成电路设计的教学改革。
一、数字集成电路设计原理教学中的现状
集成电路设计相对于以分立器件设计的传统的电子类专业而言，偏向于系统级的大规模集成电路设计，因此，微电子专业和集成电路设计专业的学生注重设计方法的形成，避免只懂理论、不懂设计的现象。即使学生掌握了设计的方法，能够进行一些小规模的集成电路设计，但是设计出来的产品不能用，不能满足用户的需求。这就成了数字集成电路设计原理面临的问题。
二、数字集成电路设计原理教学改善的方法
（1）针对上述的问题，在多年教学的基础上，在教学方法上进行改进，改变传统的以教师为中心，以课堂讲授为主的教学方式，采用项目化教学来解决数字集成电路设计中只懂理论、不懂设计的现状。注重数字集成电路设计原理与相关课程之间的内部联系，提高学生的学习兴趣，通过将一个项目拆分成几个小项目，使学生在项目中逐渐加深了对知识点理解，并且将课程的主要内容相互衔接与融合，形成完整的集成电路设计概念。学生分成5-8人一组，通过小组的方式加强了学生的相互合作能力，让学生更有责任感和成就感。学生应用相关的EDA软件来完成项目的设计，能够掌握硬件描述语言、综合应用等数字集成电路设计工具。
（2）通过PDCA戴明环的方式改善了集成电路设计的产品可用度不高的问题。在集成电路设计过程中，通过跟踪课内外学生设计中反应的问题，对项目难易度的进行调整，提高学生计划、分析、协作等多方面的能力。结合新的技术或者领域，对项目进行适当的调整。通过PDCA戴明环的方式来持续改进教学内容和方法，使其满足社会对数字集成电路设计人才的需求。PDCA戴明环如图2所示。
（3）开展校企合作的方式，进一步提高教学质量和学生的综合素质，促进企业和学校的共同发展。这种方式实现了学校与企业的优势互补，资源共享，培养出更加适合社会所需要的集成电路设计人才，也能够让学校和企业形成无缝对接。
三、小结
随着大规模集成电路设计的发展，更多的设计工具和设计方法出现，因此，使用最新的设计工具，合理设置《数字集成电路设计原理》的教学内容，可以提高学生的设计能力和培养学生的创新能力。通过对《数字集成电路设计原理》课程教学的探索，改变了以教师为中心的传统采理论课教学方式，充分发挥了学生的能动性和协作能力，使学生理论与实践都能够满足集成电路设计人才的要求。
参考文献：
[1]殷树娟，齐巨杰. 集成电路设计的本科教学现状及探索[J].中国电力教育，2012，（4）：64-65.
[2]王铭斐，王民，杨放.集成电路设计类EDA技术教学改革的探讨[J].电脑知识与技术， 2012，8（9）：4671-4672.
【关键词】DX型中波发射机 控制板 555集成定时器 占空比 计数器
1 前言
PB200单元控制板的作用是提供低、中、高功率电平下实行本地/远程步进启动的顺序控制，监视PB200单元工作状态，对外部或内部故障情况进行保护性响应及提供故障状态指示。下面分别介绍控制板时钟电路采用器件和时钟电路的工作原理。
2 555集成定时器工作原理
在数字电路系统中，为了使各部分控制电路在时间上协调动作，需要有一个统一的时间基准，用来产生时间基准信号的电路称为时基电路。555集成定时器就是其中一种，它是由模拟电路与数字电路组合而成多功能中规模集成电路，只要配少量外部器件，就可组成触发器、振荡器等电路。图1A所示555集成定时器的外形引脚图。
其中1脚为电源地端；2脚为触发端；3脚为输出端；4脚为强制复位端；5脚为阈值电压控制端；6脚为阈值端；7脚为放电端；8脚为电源电压端。图1B所示555集成定时器原理框图，整个电路包括分压器、比较器、基本RS触发器、放电开关和输出级五部分。
（1）分压器：由三只5kΩ电阻串联组成分压器，其上端接电源（8脚），下端接地（1脚），为两个比较器C1、C2提供基准电平。使比较器C1“-” （5脚）端接基准电平 ，比较器C2“+”端接 。如果在控制端（5脚）外加控制电压，可以改变两个比较器的基准电平。不用外加控制电压时，可用0.01uF的电容使5流接地，旁路高频干扰。
（2）比较器：C1、C2是两个比较器。其“+”端是同相输入端，“-”端是反相输入端。由于比较器的灵敏度很高，当同相输入端电平略大于反相端输入电平时，其输出端为高电平；反之，输出低电平。因此，当高电平触发端（6脚）的触发电平大于 时，比较器C1输出为高电平；反之输出低电平。当低电平触发端（2脚）的触发电平略小于 时，比较器C2输出为高电平；反之，输出为低电平。
（3）基本RS触发器：基本RS触发器主要由或非门G1、G2构成，比较器C1和C2的输出端就是基本RS触发器的输入端R和S。因此，基本RS触发器的输出状态（3脚）受6脚和2脚的输入电平控制。图中的4脚是低电平复位端，如果在4脚施加低电平，此信号经G0（非门）输出高电平，再经G3（或非门）输出低电平，然后经G4（非门）输出高电平，再经G5（非门）使3脚输出低电平。平时一般将4脚接电源Vcc，取消强制复位功能。
（4）放电开关：NPN型晶体管三极管VT构成放电开关，基极接基本RS触发器G4（非门）输出端。假设4端接电源Vcc时，取消强制复位功能，G0输出为低电平，当 =0时，经G3输出高电平，然后经G4输出低电平，VT的基极电位为低电平，VT截止；反之，当 =1时，VT饱和导通。可见VT作为放电开关，其通断状态由触发器的状态决定。
（5）输出级：由基本RS触发器的输出端 驱动，该输出级通常为推挽式电路，或是简单的缓冲器，通常能够提供 200mA的输出电流。
图1C所示555集成定时器构成的无稳态自激多谐振荡器。其工作原理：接通电源后，Vcc经R1、R2给电容C充电。由于电容C上的电压不能突变，电源刚接通时VC< ，所以555定时器内部比较器C1输出低电平，C2输出高电平，即R=0，S=1，基本RS触发器置1，输出端Q为高电平。此时 =0，使内部放电管截止。当VC上升到大于 时，R=1，S=1，基本RS触发器状态不变，输出端Q仍为高电平。
当VC上升到略大于 时，R=1，S=0，基本RS触发器置0，输出端Q为低电平，这时 =1，使内部放电管饱和导通。于是电容C经R2和内部放电管放电，VC按指数规律减小。
当VC下降略小于 时，内部比较器C1输出低电平，C2输出高电平，基本RS触发器置1，输出端Q为高电平。这时， =0，内部放电管截止。于是电容C放电结束，并重新开始充电。如此循环不止，输出端就得到一系列矩形脉冲。
占空比定义为在一个振荡周期内输出为高电平所占时间的百分比。在充电期间T充内，输出为高电平；在放电期间T放内，输出为低电平。因此占空比为
3 74HC161同步计数器工作原理
74HC161为4位二进制同步加法计数器，带异位清零端，具有输出保持功能，具有n位级联进位输出端。图2A所示74HC161同步计数器引脚图：
其中： ：异步清零端。低电平有效，即该端为低电平时计数器内部的四个触发器清零。它的作用不受CLK脉冲的影响。CLK：时钟脉冲输入端，即计数器脉冲输入端。上升沿有效。RCO：动态进位输出端。用来作n位级联使用。高电平有效，即通常处于低电平，出现进位信号时为高电平。进位信号为正脉冲。 ：同步预置控制端。低电平有效，即该端为低电平时，可以通过输入数据端A、B、C、D对输出状态进行预置。该端通常应为高电平。A、B、C、D：输入数据端。预置时向各输入数据端送入数据，就可使相应的输出端QA、QB、QC、QD的状态为输入端的数据。QA、QB、QC、QD：计数器状态输出端。QD为最高位，QA为最低位。QD可作十六分频输出端，QC可作八分频输出端，QB可作四分频输出端，QA可作二分频输出端。ENT、ENP：使能端。在计数过程中使能端必须均为高电平，一旦有其中一个使能端ENT或ENP为低电平时，计数器禁止计数，计数器保持禁止之前的状态。
图2B所示74HC161同步计数器功能表。
4 控制器板时钟电路工作原理
控制板时钟电路主要由一只555集成定时器与的电阻、电容构成无稳态自激多谐振荡器，产生8kHz的时钟信号；它的输出与五只74HC161同步计数器相连构成分频器，分别输出4kHz、128Hz、64Hz、32Hz、16Hz、1/64Hz的时钟脉冲信号，这些信号分别送到各PAL和EPLD中，提供相应的控制。图3所示PB200单元控制器板上时钟信号产生电路。
U20（555定时器）与R16、R15、C70等元器件接成无稳态自激多谐振荡器。因为电阻、电容数值误差很大，因此时钟脉冲精度不高。
U15、U16、U17、U18、U19 （74HC161）串在一起构成五级分频器，它们的3（A）、4（B）、5（C）、6（D）引脚均接地为低电平；555时基电路输出的8KHz时钟信号都送到2脚（CLK）中去，U15的1、9、10、7脚接高电平，U15-14（QA）为二分频输出端，输出4KHz时钟脉冲信号。
U15-15（RCO）与U16-10（ENT）相连，当对8KHz时钟脉冲信号进行十六分频后（ ），U15-15输出高电平，U16计数器开始工作，U16-13（QB）为四分频输出端，输出128Hz时钟脉冲信号；U16-12（QC）为八分频输出端，输出64Hz时钟脉冲信号；U16-11（QD）为十六分频输出端，输出32Hz时钟脉冲信号。
U16-15（RCO）与U17-10（ENT）相连，当对500Hz时钟脉冲信号进行十六分频后（ ），U16-15输出高电平，U17计数器开始工作，U17-14（QA）为二分频输出端，输出16Hz时钟脉冲信号。
U17-15（RCO）与U18-10（ENT）相连，当对32Hz时钟脉冲信号进行十六分频后（ ），U17-15输出高电平，U18计数器开始工作。
U18-15（RCO）与U19-10（ENT）相连，当对2Hz时钟脉冲信号进行十六分频后（ ），U18-15输出高电平，U19计数器开始工作，U19-12（QC）为八分频输出端输出 Hz时钟脉冲信号。
另外，我们可以从图3上看到CUL信号接到U17-1、U18-1、U19-1脚（ ），CUL信号是低压电源故障信号，正常时为高电平；当控制板出现低压电源故障时，U17、U18、U19计数器被异步清零，它们的输出均为低电平，这样16Hz、 Hz的时钟脉冲无输出。
5 结语
