时间：2023-05-30 09:35:34
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇开关电源芯片，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
[关键词]TPS54160；开关电源
中图分类号：TV674 文献标识码：B 文章编号：1009-914X（2014）36-0395-011 引言
开关电源控制芯片TPS54160由TI公司出品，具有体积小、功耗低、效率高、保护完善、性能稳定等优点，内部集成高效场效应MOSFET，能显著降低功耗，并在轻载时也能高效运行。
2 电路图
本文基于TPS54160芯片设计了一种开关电源电路，用于由蓄电池组供电的系统中，输入电压22～60VDC，输出电压为5VDC，输出电流500mA，电路如图1所示。
3 元器件选择
在以TPS54160芯片为核心设计电源电路时，元件的选择尤为重要，具体的选择如下：
3.1 欠压锁定电阻R1、R2的选择
TPS54160芯片具有使能和调整欠压锁定功能，参考电路如图2所示：
本设计中，当输入电压低于21.6V时，电源停止工作；为确保电源在启动和关断时工作的稳定性，设定输入电压恢复23V后芯片才开始工作。
经计算，R1为482kΩ，选择一个487kΩ、1%精度的电阻，R2为25.9 kΩ，选择一个26.1kΩ、1%精度的电阻。
3.2 开关频率电阻R3的选择
该电源其开关频率按照500kHz设计，按照TPS54160芯片的计算频率公式：
可计算出R3的电阻值为237 kΩ，选择244 kΩ、1%精度的电阻。
3.3 反馈电阻R5、R6的选择
VSENSE是TPS54160内部比较器的输入端，比较器的参考电压为0.8VDC，为了提高轻负载时的效率，反馈电阻一般使用较大阻值的电阻，但过高的阻值将使内部调制器更易受到噪声和输出电压波动的影响。因此，TPS54160推荐R6选取一个10 3.4 输入电容C2的选择
一般电源设计时，要求在输入掉电后电源还能短暂的维持输出。由技术手册可知，TPS54160的输入电压范围为3.5～60VDC，推荐的最小输入电压为6VDC。
本设计中，TPS54160芯片工作在500kHz，直流输入电压Vin=21.6VDC，输出电流Iout=500mA时，可查得其工作效率f约为87%。由能量转换守恒公式：
3.5 输出电感L1的选择
输出电感的选择尤为重要，与电源的最大输入电压、输出电压、输出电流及开关频率有关。
在此设计中，TPS54160芯片工作在500kHz的开关频率，最大直流输入电压Vinmax=60VDC，输出电流Iout=500mA，可由下式计算输出电感值：
其中是一个系数，它是输出纹波电流和最大输出电流的关系比值，通常情况下，如果选取瓷片电容作为输出电容，其值取0.3，如果选取电解电容作为输出电容，其值取0.2。
经过计算可求得：L1≈103.4uH，因此选取一个100uH的电感作为输出电感。
3.6 输出电容C8的选择
输出电容的选择尤为重要，因为输出电容将决定输出电压的纹波大小，以及负载电流变化的效应能力，其与电源的开关频率fsw、输出电压瞬态响应值ΔVout（TPS54160取其值为输出电压的4%）、电流变化ΔIout大小有关。
另外输出电容还必须能够调整及吸收电感从高负载向低负载转换时储存的能量，使得多余的能量能够得到存储，同时并能在当负载从低向高转换时提供能量以保持输出电压的稳定性，所以，其容值的大小与输出电感L1、最大负载电压Vh和最大电流Ih、最小负载电压V1和最小电流I1有关。
输出电容的选择必须满足式（7）、式（8）的最大值，经式（7）计算Cout>32.4uF，经式（8）计算Cout>41.5uF，考虑到本设计中输出电容的ESR值尽量小，因此选取了47uF的套餐电容作为电源的输出电容。
3.7 续流二极管的选择
续流二极管的选择需满足以下条件：①其反向电压要大于或等于最大直流输入电压Vinmax；②额定峰值电流必须大于输出电感的最大电流；③正向压降越小越好，一般肖特基二极管的正向压降较低。
在本设计中，选择肖特基二极管的型号为：SS110，其反向电压为100V，额定峰值电流为30A，当i=1.0A时，正向压降为0.5V。
4 结束语
本文主要是针对多电平自动识别充电控制器而设计的开关电源，整个电源系统结构简单、功耗小、效率高、输入电压宽、输出电压稳定。在实际应用中，该电源系统性能稳定、反应灵敏、调压精度高，十分可靠。
参考文献
[1] 赵修科.开关电源中磁性元器件（讲义）.南京航空航天大学.2004，8.
[2] 贾正春、马志源.电力电子学.北京：中国电力出版社，2001.
[3] 周志敏、周纪海.开关电源实用技术与应用.北京：人民邮电出版社，2003.
关键词： 并联均流；开关电源；技术领域
中图分类号：TM919 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2012）0220022－01
1 技术领域
“开关电源模块并联均流” 的应用是由于一台直流稳定电源的输出的电压、电流、功率不能满足要求，因此在实用中采用模块化的构造方法，用一定规格的模块式电源，按照并联的方式，分别达到输出电压、输出电流、输出功率扩展的目的。
开关电源的一种结合恒压横流的技术，提高电源输出功率，增强的带负载的能力，能够更好地提高能源的利用率，实现了节能的目的。
2 背景技术
传统的电源是通过板半整流电路、全桥整流电路等，但是这些方法实现的只是恒压源或者恒流源，输出额定的恒定的电压或者电流，在我们的日常生活中大功率的电器很多，这就需要提供一个稳定的电源给他供电，但是往往在生活中由于一些原因造成功率不够等现象，这样严重的影响了电器的使用寿命。如何提供一个可靠地电源成为了一个重要应用问题。
开关电源模块并联均流它所对应的就是一些大功率的电器，但是如何制作一个可靠稳定的即能恒定输出恒定的电压，又能恒定输出恒定的电流，且工作稳定、智能化的电源是我们必须深刻研究的问题。
3 发明内容
开关电源模块并联均流系统包括系统供电模块：1）线性电源模块；2）电压型开关电源模块；3）电流型开关电源模块；4）和单片机最小系统模块；5）各模块单独使用/组合使用完成并联均流控制。
开关电源模块并联均流系统所述的系统供电模块1）包括市电（11）、EMI滤波（12）、降压变压器（13）和整流滤波电路（14），市电（11）为系统供电；EMI滤波（12）滤除电网对系统的干扰，消除系统对电网的污染；降压变压器（13）将市电降至安全电压；整流滤波电路（14）完成整流和滤波，获得直流电压为电压型开关电源模块（3）、电流型开关电源模块（4）供电。
开关电源模块并联均流系统所述的系统线性电源模块2）为电压型开关电源模块（3）、电流型开关电源模块（4）、和单片机最小系统模块（5）中各芯片的工作电源。
开关电源模块并联均流系统所述的系统电压型开关电源模块3）包括电压型PWM芯片（31）、驱动隔离电路（32）和电压型DC/DC（33），电压型PWM芯片（31）根据输出电压采样反馈信号产生相应PWM信号，经驱动隔离电路（32）后接至电压型DC/DC。
开关电源模块并联均流系统所述的系统电流型开关电源模块4）包括电流型PWM芯片（41）、驱动隔离电路（42）和电流型DC/DC（43），电流型PWM芯片（41）根据负载电流采样反馈信号产生相应的PWM信号经驱动隔离电路（42）接至电流型DC/DC。
开关电源模块并联均流系统所述的系统单片机最小系统模块5）包括4×4键盘（51）、单片机核心板（52）和显示模块（53），由单片机核心板（52）接口与电压型开关电源模块（3）、电流型开关电源模块（4）和恒流电源模块（5）的数控接口连接进行数控电源操作，4×4键盘（51）完成对输出电压/电流的设置和步进调整功能，显示模块（53）完成对设定电压/电流和实际输出电压/电流的显示。
开关电源模块并联均流系统所述的系统系统供电模块（1）、线性电源模块（2）、电压型开关电源模块（3）和单片机最小系统模块（5）组合使用完成开关电源模块并联均流系统的并联均流操作。
本系统还设置了安全保障系统，通过传感器时时监测它的电压和电流，对超过额定值的电压和电流进行保护，以免发生事故和意外，对电器和电网造成危害。
4 附图说明
图1为开关电源模块并联均流系统原理图；
图2为集成线性稳压电路；
图3为开关电源模块并联均流系统电路图；
其中图3：
D8：为反相器；
R12、R14、R30：为采样电阻D6：为电流二极管。
5 具体实施方式
下面结合附图对开关电源模块并联均流系统进行详细说明。
如图1所示，将市电220V的交流电先经EMI滤波之后分别接入系统供电模块进行降压处理、整流滤波输出电压为后面的开关电源的恒压和恒流源提供电压和电流，以实现电压和电流的控制和线性电源模块进行整流滤波处理输出稳定的线性电压，为后面的单片机和一些线路板供电。在运行中，电路始终提供一个稳定的电压，并且通过单片机的AD端口检测霍尔传感去输出的电流的大小通过采样电阻测出电压的大小，并时时进行监测，之后调节负载的大小是电流发生变化，通过电流的变化使单片机的DA端口输出一个电压给恒流源的控制电阻，使恒流源输出一个恒定的电流，另一部分电流则由恒压源提供，并且恒流恒压源提供的电流可以按比列输出。
如图2所示，将市电220V的交流电先经EMI滤波之后给线性电源模块整流降压实现12v和5v的直流输出分别给控制电路板和单片机供电，为系统的控制和保障提供了保障。
如图3所示，为实现均流的电路图，通过单片机的监测和输出控制恒压和恒流输出电压和电流的大小。
6 结语
在大功率DC/DC开关电源中经常采用多个电源并联的方法来提高功率，开关电源并联均流可以安全可靠的不间断供电。如果采用单台电源供电该变换器势必要要处理更大的功率给功率器件的选择，开关平率和功率密度的提供带来困难，并且一旦单台发生故障整个系统就会崩溃。采用两个开关电源模块来运行不但可以提高功率是每个开关电源的功率变小同时也减少了单台开关电源遇到故障所带来的问题。
参考文献：
[1]王水平，开关稳压电源原理及设计[M].人民邮电出版社，2008.7.
[2]周志敏、周纪海、纪爱华，开关电源实用技术[M].人民邮电出版社，2007.8.
【关键词】开关电源技术；小功率；高频
开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。
1 开关电源的发展
1955年美国罗耶（GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。
目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。
2 高频开关的组成
2.1 主电路
从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：
2.1.1 输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。
2.1.2 整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。
2.1.3 逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。
2.1.4 输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。
2.2 控制电路
一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。
2.3 检测电路
除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表数据。
2.4 辅助电源
提供所有单一电路的不同要求电源。
3 开关电源的技术追求
3.1 小型化、薄型化、轻量化、高频化―――开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积；在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。
3.2 高可靠性―――开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着通信电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。
3.3 低噪声―――开关电源的缺点之一是噪声大。单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声。所以，尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。
3.4 采用计算机辅助设计和控制―――采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。
4 提高开关电源待机效率的方法
4.1 切断启动电阻
对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W。要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。
4.2 降低时钟频率
时钟频率可平滑下降或突降。平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。
4.3 切换工作模式
4.3.1 QRPWM对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。例如，对于准谐振式开关电源（工作频率为几百kHz到几MHz），可在待机时切换至低频的脉宽调制控制模式PWM（几十kHz）。
IRIS40xx芯片就是通过QR与PWM切换来提高待机效率的。当电源处于轻载和待机时候，辅助绕组电压较小，Q1关断，谐振信号不能传输至FB端，FB电压小于芯片内部的一个门限电压，不能触发准谐振模式，电路则工作在更低频的脉宽调制控制模式。
4.3.2 PWMPFM
对于额定功率时工作在PWM模式的开关电源，也可以通过切换至PFM模式提高待机效率，即固定开通时间，调节关断时间，负载越低，关断时间越长，工作频率也越低。将待机信号加在其PW/引脚上，在额定负载条件下，该引脚为高电平，电路工作在PWM模式，当负载低于某个阈值时，该引脚被拉为低电平，电路工作在PFM模式。实现PWM和PFM的切换，也就提高了轻载和待机状态时的电源效率。
通过降低时钟频率和切换工作模式实现降低待机工作频率，提高待机效率，可保持控制器一直在运作，在整个负载范围中，输出都能被妥善的调节。即使负载从零激增至满负载的情况下，能够快速反应，反之亦然。输出电压降和过冲值都保持在允许范围内。
4.4 可控脉冲模式（BurstMode）
可控脉冲模式，也可称为跳周期控制模式（SkipCycleMode）是指当处于轻载或待机条件时，由周期比PWM控制器时钟周期大的信号控制电路某一环节，使得PWM的输出脉冲周期性的有效或失效，这样即可实现恒定频率下通过减小开关次数，增大占空比来提高轻载和待机的效率。该信号可以加在反馈通道，PWM信号输出通道，PWM芯片的使能引脚（如LM2618，L6565）或者是芯片内部模块（如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch系列芯片）。
5 开关电源的发展方向趋势
开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串
联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。
开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。
模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。
关键词：气隙；RCD；离线式；变换器；电磁辐射
中图分类号：TP212文献标识码：Adoi: 10.3969/j.issn.1003-6970.2011.03.039
0引 言
以往对于小于10W以下的离线式直流电源来说，在效率要求不高的地方，一般认为采用工频变压器加整流电路及线性稳压电路比较合理。因为那时10W以下的工频变压器成本相对于开关变换器来说并不高，而线性稳压器的半导体器件比开关电源的环路控制成本要低，至于说工频变压器转换效率低的问题那是用户的事情，研发者并不关心。而如今提倡节能环保，电子设备高度集成化，体积做得越来越小。相同功率的工频变压器要比开关变换器的重量（体积）大几倍，对于原材料、人工费不断攀升的今天来说用离线式10W小功率开关电源取代线性电源是当勿之急。
110W开关电源的设计制作要点：
1.1频率问题
选择工作频率高的芯片，可以使变换器的体积减小、容性器件的容量及体积减小，PCB尺寸将减小，制作的开关电源体积自然减小，但它所带来的缺点是对变换器的磁芯要求提高，人工缠绕变换器的难度增加，高频磁芯不但成本高而且在国内不易购买；而选择工作频率过低的芯片，所制作出的开关电源其效率降低、体积增大，这不是我们所追求的。
1.2器件是否容易购买
阻容器件在电子市场上容易购买，滤波电感可以自行绕制，磁芯、控制芯片的选取上是令人郁闷的事情。对于小批量生产，为了购买到器件不得不修改合理的设计初宗，但不管怎样，制作出性能稳定的产品才是硬道理。
1.3成本
尽量选用国产器件，以便降低成本。
设计一个离线式10W开关电源并不是一件容易的事情，因为它涉及到许多电学、磁学、安全规范方面的知识，在器件的选定上要经过反复大量的计算，试验才能最终敲定。如何利用先人的经验撇开繁琐的计算快速地设计出性能稳定的开关电源，我想这是每个电路设计者所期望的。在芯片高度集成的今天，开关电源的控制、驱动、振荡、比较等电路都集成到一个芯片里，这为对开关电源的拆分设计提供了条件。在离线式10W开关电源应用领域，芯片制造商推出多种型号的开关电源控制芯片，这些芯片虽然型号不同但在性能和使用的方式上却雷同。THX203H是南京通华芯微电子公司制造，它性能稳定、功能多、价格低，工作频率在60KHz左右，易于买到与之相适应的磁芯，是一款比较实用的离线式10W开关电源控制芯片。
2离线式10W开关电源基本框架说明
图1是基于THX203H的离线式10W开关电源的基本框架。
Fuse：选用1.5A保险丝。
Bridge：选用1N4007
Cin：在VAC 85～265V时，一般认为3uF/1W，10W应选30uF/400V的电容。
R1、R2、CT：是THX203H固定搭配电路，按要求设定即可。当然CT、R2尽量选用贴片件，以减少器件的分布电感，且在PCB布线时尽量靠近THX203H。
Clamp Zener、Blocking Diode ：两个二极管组合成箝位电路用以消除THX203H内部功率管关断时变换器漏感储能所引起的尖峰，当然这个电路在小于10W功率输出时完全可以用RCD电路替代。 RCD即电阻、电容、二极管。
Clamp Zener选用P6KE200，Blocking Diode选用BYV26C。
光藕、RB、RZ：完成对开关电源输出端的取样、反馈。DZ可选BZX79-B4V7，RB可选39Ω。一般认为选用这种反馈电路VOUT精度较低，约为±5%，利用TL431构成的反馈电路VOUT精度更高，约为±1%。
VDB：可选1N4148，Cb可选47uF/50V。
VD：整流管，可选肖特基1N5822。
Cm：VOUT输出5-24V，1A时选330uF/35V。VOUT输出5-24V，2A时选1000uF/35V。这种选择是有条件的，要求电解的ESR（等效内阻）要低。我们在市场上购得的电解性能优劣不一，所以在选定电解容量时，要比上述容量大100-200uF 比较合理。
Lf、Cf：起消除纹波作用。Lf选8-12uH，Cf选470uF/35V。
磁芯的选定[1]：有一个非常简单的预测典型铁氧体反激变器的能量转换关系式，PO≈100×f×Ve(W)。这里f为工作频率，单位为HZ，Ve铁氧体体积单位为m3，EE25磁芯
Ve=1890×10-9m3。设f=60kHZ，则磁芯转换出的功率PO≈11.34W。满足10W要求。
初级线圈匝数的确定[2] ：首先确定初级线圈的电感量，10W离线式开关电源工作频率在100KHz时，初级线圈电感量一般在1～2mH之间，我们所设计的开关电源工作频率为60kHz，所以首先设定初级线圈电感量为2mH。气隙的设定，气隙就是在组装变换器时在变换器的两个E型磁芯之间保留一段距离，大批量生产通过研磨E型磁芯中间柱实现，小批量生产通过在E型磁芯的两边柱中间加垫绝缘层来实现。为了便于加工，气隙要大于0.051mm。气隙即不能太小也不能太大，太大会大大降低磁导率。在磁芯中加上气隙是为了防止磁饱和。 青稞纸，防静电、绝缘性好、耐压性强。用0.12mm厚度的青稞纸作为气隙绝缘层。磁芯、初级电感量、气隙确定之后初级线圈匝数基本确定。
初级线圈要排绕、密绕、布满整个骨架的绕线窗，留够爬线距离。直径0.21mm漆包线绕3层，每层40圈，实测变换器初级绕组电感量为1.9mH±0.1mH。
次级线圈、偏置绕组线圈匝数的确定：对于VOUT=5V这类开关电源匝比多设在14：1左右。现在按照14：1匝比进行设置，次级线圈的匝数为8圈。那么，次级每圈对应0.625V。偏置绕组设为9圈，则偏执绕组产生的电压约为5.6V接近THX203H的典型供电值。如果次级还有其它绕组，只需按照 0.625V/1圈 进行推算即可。
3一款完整离线式10W开关电源电路的推荐
下面介绍一个成型电路，AC输入电压范围：130V―250V；DC输出：5V、5V、15V；第二绕组输出电流可达1A，精度±0.2V，纹波小于30mV。第四绕组输出电流可达200mA，电压精度在10%以内，纹波小于30mV。
原理图如图2所示：
4变换器的绕制
磁芯参数：EE25，TDK PC40，骨架：10脚，立式。
4.1变换器的绕制方法
4.2变换器绕制要点
1.变换器1、2脚爬线距离大于6mm，不同绕组之间的爬线距离大于3mm，每层排绕。
2.第一绕组的电感量=19mH±0.1mH，通过调整磁芯的气隙实现。气隙的实现：在E型磁芯的两端的柱上，分别加上约0.12mm厚的青稞纸。
3.PCB布线问题，器件尽量紧凑，以减少分布电容、分布电感、电磁辐射。
4.THX203H的散热问题[3]，在THX203H的7、8脚上铺设200mm 以上的铜箔，最好将铺设的铜箔定义成焊盘，在焊盘上加焊锡以提高其散热能力。
5.漆包线绕的一定要紧。如果制作的开关电源用于商品出售，变换器要浸漆，要是自用可不必浸漆。
5结论
本文介绍了离线式10W开关电源的设计制作方法，提供了一些经验数据及相关公式，对离线式10W开关电源的设计制作要点进行了阐述。文中所用电路是经过实践检验的，所选磁芯、芯片只要上网查找均可轻松查到，文中公式、数据多数是笔者查阅相关资料获得，也有些是笔者长期工作经验的总结。希望对此方面感兴趣的朋友阅读此文时，剔除糟粕汲取精华。
参考文献
[1] Sanjaya Maniktala 著王志强、郑俊杰译. 开关电源设计与优化[M]. 北京：电子工业出版社，2006
[2] Abraham I. Pressman, Switching Power Supply Design (2nded.), New York, McGraw-Hill, Inc., 1991
关键词：LED灯具抗干扰 设计
中图分类号：S611 文献标识码：A 文章编号：
前言
LED的驱动电源大多采用开关电源，比如正激式隔离开关电源、反激式隔离开关电源、推挽式开关电源、桥式和半桥式开关电源等。本文采用的是反激式隔离开关电源，通过合理的元件选择、电路设计、补偿电路设计，探索提高效率和合理的LED驱动电源的设计方法。
一、驱动电源的电路设计
该驱动电源采用反激式隔离开关电源设计，实现350 mA的恒流输出，可以驱动12个1 w的大功率LED。电路整体设计如图l所示，整个电路的工作原理及工作过程是当110～265 V的交流电输入电路之后经过保险丝F1。和EMI滤波电路之后整流，其中的EMI电路由一个共模电感T1，和两个X2型电容Cx1和Cx2组成。在输入端还有一个负温度效应的热敏电阻RTl，这是为了防止浪涌电流对后面的器件造成损害，当电源还没有通电时，热敏电阻的阻值很大，所以可以起到限制浪涌电流的作用；当电路正常工作后，热敏电阻由于有电流通过而发热，导致电阻会变得很小，所以正常工作后，热敏电阻的功率损耗是很小的。
电流经过整流桥滤波之后再经过CBB电容C1滤波，然后经过功率因数校正电路，使功率因数提高到0.85～0.90之间。之后电流经过初级绕组、开关管Q1和采样电阻R2和R3到地，这就是电源输入端的主回路。通过控制主回路的电流实现恒流控制，具体的方法是通过采样电阻将输入端的电流信号转化为电压信号，反馈到PWM控制芯片的3号引脚调整芯片输出脉冲的占空比来实现。在主回路上，由于开关管在断开的瞬间初级绕组的能量无法瞬间释放而产生很大的尖峰电压，如果这部分电压无法释放将会造成开关管“打火”而烧毁，所以在初级绕组的两端还要设计尖峰电压吸收回路，这部分电路由肖特基二极管D4、电阻R4，R4和高压瓷片电容C3组成。当开关管断开的时候，二极管D4导通，初级绕组和这部分电路形成了回路，从而实现尖峰电压的吸收。
电源实现恒流控制的核心是PWM控制芯片OB2532。电阻R1和R2给芯片提供启动电流。为了提高效率，该电源有一个辅助绕组给芯片供电，辅助绕组的输出经过整流二极管D5和滤波电容C4之后形成大约20 V的电压给芯片供电。同时，这个绕组还起到另外一个关键的作用——电压采样，输出电压经过R9和R10分压之后反馈到芯片的4号引脚。为了使芯片能够稳定的稳压，在芯片的5号引脚和地之间串联一个电容C8作为环路补偿。芯片的2号端口是脉冲的输出端，输出端与场效应管Q1的栅极连接以控制开关管的导通与截止。输入电压经过变压器变压之后，经过超快速恢复二极管D6整流之后由电解电容C5滤波再输出。
在二极管D6上，并上电阻R11和电容C7是由于二极管在电路工作时处在高频的开关状态，加上这部分电路可以避免二极管产生振荡。
该电源电路涉及的主要分电路的设计分述如下：制输出电流，可以在输出回路串联采样电阻通过光耦反馈实现初级绕组和次级绕组的隔离。
2开关变压器的选择与设计
变压器的设计是开关电源设计的核心，反激式的开关变压器在电路中起到两个作用：储能电感，当开关管导通时，初级绕组开始储存能量；当开关管截止时，初级绕组储存的能量通过磁芯传递给次级绕组。因此，该设计对于电感主要考虑两个方面：
一是初级绕组的电感量，这决定了电源的输出功率，可通过改变绕组的线圈匝数改变电感量；二是各绕组之间的匝数比。在计算这两个参数的同时，也涉及到电源的输入功率、输出功率、效率和开关频率等问题。该设计的最大占空比为45％。效率预计为85％，输出功率为40×0.35—14 w，开关频率为60 kHz，经过理论计算并考虑裕量，本设计初级绕组的电感取1．5 mH。根据测试，变压器的磁芯系数为：88．7μH，所以有初级绕组的匝数为130匝。
该设计采用的是基于最大占空比的设计方法来确定变压器匝数比，经过理论计算当电源加到负载的电压40 V时，再考虑输出二极管的压降0.6 V。则变压器的匝数比为0.45，这里计算出来的结果是匝数比N的最小值。根据电感量的要求，初级绕组已经确定为130匝，则次级绕组的匝数为58．5匝，为了方便绕制，可将匝数取为60匝，匝数比N为0．46，对于反激式开关电源，最大占空比小于50％时，系统是固有稳定的，不用增加补偿电路。
3功率因数校正电路
由于LED驱动电路中采用电感和电容等元件，引起相位漂移，所以功率因数比较低，一般不会超过0．6。提高功率因数不仅可以减少线路的损耗，还能减少电源产生的高次谐波对电网的污染，提高供电的质量。该设计采用的“填谷电路”(又称平衡半桥补偿电路)就是无源校正电路中典型的一种，电路原理如图3所示。
该电路中的电容C1和C2采用10μF／400 V的电解电容，两电容参数相同，通过电容的充放电作用，能够增加导通角，在正半周期可以将导通角扩展到30O～150O，在负半周期可拓展到210O～330O。因此通过该电路可以将功率因数从0.6提高到0.85～0.9。
二、驱动电源电路的PCB设计
一个开关电源的工作性能与电路原理的设计、元件的使用有直接的关系，但是该电源是否能正常工作，PCB的设计也是一个关键点。在合理的原理设计的基础上，作品最终的性能好坏取决于它的布线。不可避免的，PCB的走线会产生一系列的寄生参数，在PCB设计的时候要想办法减小这些参数。同时，开关电源的一些器件会产生热量，因此在PCB设计的时候也要考虑到散热问题。
EMl(电磁干扰)不仅会干扰无线电系统，还会造成其他设备故障。要减小EMI，首先要确定哪个位置可能会成为EMI源。对于一个开关电源，EMI源的中心就是场效应管，因为它处于快速的导通截止状态，因此存在尖的边沿，含有高频分量。如果高频型号太强，可以在场效应管的栅极串联一个电阻，电阻一般在10～100Ω的范围。当开关导通和截止时，这个电阻可以降低栅极充电的速度，使高速开关波形边沿变陡，高频谐波含量减小。该设计采用了一个100 Ω的贴片电阻串联在场效应管的栅极和PWM芯片的脉冲输出端之间。在PCB布局的时候，开关电流的路径要尽量保持简短。另外，还要远离低频的元件，比如采样电阻。
另一个会产生EMI的位置是尖峰电压的吸收电路。在开关管断开的瞬间，由于初级绕组的电流不能突变，所以会产生一个尖峰电压。该设计对这部分电路的处理时尽可能地将这部分和其他EMI源靠近。如图4所示，尖峰电压吸收电路由D4，R4，R5，C3组成，R8和Q1的栅极之间就是开关电流的路径，这部分的布局比较紧凑，就是为了减小EMI的影响。
在本电源中，可能会产生较大热量的是场效应管、输出端的整流二极管、尖峰电压吸收电路。其中，场效应管的热量比较大，所以采用散热片给它散热。其他部分主要是通过大面积的覆铜来散热。该设计采用贴片元件和插件元件结合的方式，主要是考虑到实际应用中，要尽可能地减小电源的体积，通过贴片元件和插件结合的方式可以将体积缩小1／2以下，主要是因为体积最大的变压器所在位置的底层可以焊接很多元件。同时，通过这种方式也给布线带来很大的方便。
结束语
本文给出了一种大功率LED恒流驱动电源的设计方案，该方案包括了涉及到的元器件选择、总体电路设计、关键电路设计、开关电源变压器的参数设计、电源的PCB设计等。经过实际电路运行测试，本电源在通电之后输出参数正常。
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关键词 电力工程；开关电源；反馈控制
中图分类号TM 591 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2012）69-0106-02
开关电源我们可认为是由功率级和控制电路所组成，功率级是功率变换的主体，主要通过开关器件、电感、电容等器件来实现功率变换的。开关电源的主体是开关型DC-DC变换器，它是开关电源整个变换核心。非隔离式和隔离式为DC-DC变换器的两种基本拓扑。在非隔离式变换器中，输入到输出之间是没有电气隔离的，非隔离式拓扑结构形式主要有:Buck, Boost ,Buck-Boost, Cuk''等。
首先介绍开关电源的控制方法：
根据DC-DC变换器工作方式，DC-DC变换器可分为下面几种:PWM变换器、谐振变换器、软开关PWM变换器等。
1脉宽调制技术
脉宽调制PWM技术由于其电路简单、控制也相对方便而得到广泛的应用。目前，应用PWM技术的变换器的运行最佳频率范围为30kHz~50kHz（使用MOSFET做开关管），在该范围内，整个系统不论体积、重量、可靠性或是价格都基本上实现了最佳。但是，常规的PWM技术的固有缺陷也在一定程度上限制了其高频化，这样人们另想办法，围绕着减小开关的损耗，消除或缓解其电路中寄生参数所造成的影响提出了谐振变换技术。
2谐振变换技术
谐振变换技术可以描述为开关器件在零压或零电流条件下可进行开关状态的转换。这样可以在一定程度上降低了开关损耗。谐振变换电路主要由串联谐振、并联谐振、准谐振、E类谐振和多谐振等。这类变换器主要利用谐振原理使开关管的两端电压或流过开关管的电流能够在一个周期内在某一时间段呈正弦规律变换，电压和电流的波形会错开，这样可实现零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）条件，使得开关管自然得到导通或关断。零电流开关的特点：能保证运行中的开关器件在关断信号来到之前，流经开关管的电流就已经下降为零，这样就保证了器件在零电流的条件下能断开;零电压开关的特点是能够保证运行中的器件在开通信号来到之前，开关管的端电压就已经下降为零了，从而能使开关管在零电压下导通。谐振式变换器有这样的缺点：1）功率电路拓扑较复杂，在不同负载条件下，存在不同工作模式；2）QRC, MRC都是变频控制，所以控制电路较复杂；3）谐振波形使开关管电压或其电流应力比PWM变换器还要大得多。针对以上局限性，人们提出了其他的软开关技术。
3软开关技术
软开关变换器为QRC和PWM开关变换器组合在一起的综合:在QRC变换器中若增加一个辅助开关，以控制谐振为网络工作，使变换器在整个周期内，一部分时间是按ZVS或ZCS准谐振变换器来工作，另一部分时间则按PVYM变换器来工作。因此它兼具有谐振变换技术或PWM变换技术共有的特点.
下面再来介绍控制电路：
控制电路我们采用ON Semiconductor（安森美）公司所生产的NCP1200芯片。NCP1200是种新型的高频开关电源芯片，它将开关电源中最为重要的两个部分即PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET电路集成在一个芯片上，构成PWM/MOSFET二合为一的集成芯片，能使外部电路得到简化，让工作频率可达100kHz，交流输入电压为100V~250V，AC/DC转换效率可达到90％。对70W 以下开关电源，主功率器件采用NCP1200，与其他电路相比，重量轻、体积小、自我保护的又功能齐全，从而降低了开关电源在设计过程中的复杂性。特别适合于中小功率AC-DC电源、各类充电适配器、DVD电压等的设计。
4 EMI滤波器
EMI信号滤波器是可以滤除导线上各种工作时不需要的高频干扰成份，其可用在各种信号线（包括直流电源线）上当低通滤波器。最有效的接收和辐射天线是线路板上的导线，由于导线存在，这样会使线路板产生强电磁辐射。与此，这些导线还能接收外部来的电磁干扰，使电路相对干扰很是敏感。解决高频电磁的干扰辐射和接收最有效的办法是在导线上使用信号滤波器， 如不用信号滤波器时，脉冲信号的高频成份就很丰富，这些高频成份还可借助导线辐射，这样线路板的辐射就会超标。所以使用了滤波器以后，脉冲信号的高频成份就会消弱很多，正因为高频信号的辐射效率非常高，随着高频成份的减少，线路板的辐射会改善很多。按安装方式和外形信号滤波器可分为: 贯通滤波器、有线路板安装滤波器、连接器滤波器等。通常使用线路板安装滤波器较多，其具有经济性高、安装方便等优点。
5 TL431反馈电路
反馈的概念，是指将放大电路的输出量（电压或电流信号）一部分或全部，通过一定的方式（元件或网络）输送到输入回路，完成输出量与输入端回送的电路就称为反馈元件或反馈支路，具有反馈回路的放大电路即称反馈放大电路。
随着电子技术的不断高速发展,电源技术也跟着不断完善和提高。像自激型的开关稳压电源,在过去其输出的功率只能达到大概50W,而现在可以达到100W以上。这些变化是源于电路技术的进一步成熟和采用新型元器件的结果。
最后设计开关电源整体系统图：
电路如图所示：电源适配器由NCP1200构成6.5V、0.6A，它可为随身听、电动玩具或一般家电提供电源。该适配器对全部85~265V的交流电源均适用。交流电压经过桥式整流器（BR）、电磁干扰滤波器（L1、L2、R4、R5）和滤波电容（C1、C2），得到直流高压U1，分别连到NCP1200的HV端、高频变压器初级的一端。在刚获得电源时能降低输入滤波电容上的冲击电流。吸收电路由R6、C5、VD1组成的钳位电路和R7和C6构成，可吸收尖峰电压，这样就可降低电磁干扰。外部功率开关管是采用MTDIN60E型M0SFET管，最大漏极电流为IDM=1A，漏源击穿电压为U（BR）DS=600V，管子最大功耗为PDM=1.75W。输出整流滤波器是由VD2、C3、C4组成。光耦反馈电路是由限流电阻R1、光耦合器IC2（PC817A）和5.1V稳压管（1N5993B）组成的。输出电压是这3个元器件上的电压降之和。因IC2中LED的正向压降ULED≈1V，工作电流ILED设定为0.85mA， Rl=220Ω，故Uo=URl+UrrD+UDZ=(0.85×10-3×220)+1+5.1≈6.5V。高频变压器采用E16型磁芯，初级绕组的电感量Lp=2.9mH，漏感Lpo=80us，匝数比n=Np/Ns=12.5。
开关电源整体电路原理图
电源技术发展的趋势是开关电源高频化，高频化带来的优势是使开关电源装置空前微型化，并使开关电源应用领域更加广泛，特别是应用在高新技术领域，推动了高新技术产品的微型化、轻便化。另外开关电源在节约资源及保护环境方面的发展与应用更具有深远意义。
参考文献
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就如电源是PC的心脏一样，某种程度上，主板和显卡上的供电模块也是它们各自的心脏，搭载在系统上的各种芯片能否正常工作，就看它们的供电电路是否足够强悍了。因此，在我们的显卡和主板评测中，对于供电模块的考察是一个很重要的评分项目。那么，主板和显卡上的供电模块是由什么元件组成，又是如何工作的呢？这一次我们就来聊一聊有关供电模块的那些事。
显卡和主板供电模块的主要作用就是调压、稳压以及滤波，以此来让CPU或者GPU获得稳定、纯净且电压合适的电流。从它们所用到的技术和原理来说，显卡和主板的供电电路其实并没有本质上的区别，仅仅是供电电压和电流有所不同，因此，我们在撰文时就不分开单独介绍了。
主板/显卡上的供电模块有哪些？
目前，主板和显卡上使用的供电模块主要有三种：三端稳压；场效应管稳压以及开关电源供电。就三端稳压供电而言，这种供电模块组成简单，仅需要一个集成稳压器即可，但是它提供的电流很小，不适合用在大负载设备上，主要是对DAC电路或者I/O接口进行供电。
场效应管线性稳压供电模块主要由信号驱动芯片以及MosFET组成，该系统有着反应速度快、输出纹波小、工作噪声低的优点。但是场效应管线性稳压的转换效率较低而且发热量大，不利于产品功耗和温度控制。因此，它多数用在较早之前的显存或者内存的供电电路上，而且仅限于入门级产品，中、高端产品往往会使用更好的供电模块，也就是第三种供电模块――开关电源。
开关电源是控制开关管开通和关断的时间和比率，维持稳定输出电压的一种供电模块，主要由电容、电感线圈、MosFET场效应管以及PWM脉冲宽度调制IC组成，其发热量相比线性稳压更低、转换效率更高，而且稳压范围大、稳压效果好，因此它成为了目前CPU与GPU的主要供电来源。
由于前两种供电模式都存在着明显的不足，因此，它们在显卡和主板产品上的应用并不广泛，多数是作为辅助型供电或者为低功耗芯片供电而存在，本次就不再对其详细叙述，我们把重点放在第三种供电模块也就是开关电源供电上。
开关电源供电模块由哪些元件组成？
主板和显卡的开关电源供电模块主要供CPU和GPU使用，通常是由电容、电感线圈、MosFET场效应管以及PWM脉冲宽度调制芯片四类元件组成。其中，电容和电感线圈在开关电源供电电路中一般是搭配使用，其中电容的作用是稳定供电电压，滤除电流中的杂波，而电感线圈则是通过储能和释能来起到稳定电流的作用。
容与电感
电容是最常用的也是最基本的电子元器件，它在CPU和GPU的供电电路中主要是用于“隔直通交”和滤波。由于电容一般是并联在供电电路中，因此电流中的交流成分会被电容导入地线中，而直流成分则继续进入负载中。同时由于电容可以通过充放电维持电路电压不变，因此其不仅可以滤除电流中的高频杂波，同时也减少电路的电压波动。
而电感线圈的作用则是维持电路中的电流稳定性，当通过电感线圈的电流增大时，电感线圈产生的自感电动势与电流方向相反，阻止电流的增加，同时将一部分电能转化成磁场能存储于电感之中；当通过电感线圈的电流减小时，自感电动势与电流方向相同，阻止电流的减小，同时释放出存储的能量，以补偿电流的减小。
由于在开关电源供电电路中，电感与电容需要在短时间内进行上万次的充放电，因此它们的品质将直接影响开关电源供电电路的性能表现。目前，CPU和GPU的供电电路中多使用固态电容以及封闭式电感，前者具备低阻抗、耐高纹波、温度适应性好等优点；后者则有体积小、储能高、电阻低的特性，比较适合用于低电压高电流的CPU和GPU供电电路中。
值得一提的是，在部分高端产品的供电输出端我们还可以看到聚合物电容，如铝聚合物电容以及著名的“小黄豆”钽电容。由于这种聚合物电容拥有极强的高频响应能力，因此在每秒充放电上万次的开关电源供电电路中，它们常常被用于输出端的滤波电路中，可以大大提升电流的纯净度。
MosFET
MosFET在供电电路中的作用是电流开关，它可以在电路中实现单向导通，通过在控制极也就是栅极加上合适的电压，就可以让MosFET实现饱和导通，而MosFET的调压功能则是可以通过PWM芯片控制通断比实现。
MosFET有四项重要参数，分别是最大电流（能承受的最大电流）、最大电压（能承受的最大电压）、导通电阻（导通电阻越低电源转换效率越高）以及承受温度（所能承受的温度上限），原则上来说最大电流越大、最大电压越高、导通电阻越低、承受温度越高的MosFET品质越好。当然了完美的产品并不存在，不同MosFET会有不同优势，选择什么样的MosFET是需要从实际情况出发考虑的。
在开关电源供电电路中，MosFET是分为上桥和下桥两组，运作时分别导通。细心的玩家可能会注意到，多数开关电源供电电路中的上桥MosFET往往在规模上不如下桥MosFET，实际上这个与上下桥MosFET所需要承担的电流不同有关。上桥MosFET承担是的外部输入电流，一般来说是12V电压，因此在同样功率的前提下，上桥MosFET导通的时间更短，承担的电流更低，所需要的规模自然可以低一些；而下桥MosFET承担的是CPU或GPU的工作电压，一般来说仅在1V左右，因此在相同功率的环境下，其承担的电流是上桥MosFET的10倍， 导通的时间更长，所需要的规模自然更高了。
而除了常见的分离式MosFET布置外，我们还会看到有整合式的MosFET，这种MosFET我们一般称之为DrMos，其上桥MosFET以及下桥MosFET均封装在同一芯片中，占用的PCB面积更小，更有利于布线。同时DrMos在转换效率以及发热量上相比传统分离式MosFET有更高的优势，因此其常见于中高端产品中。
不过，DrMos也不见得一定就比分离式MosFET更好，实际上由于DrMos承受温度的能力较高，因此当它的温度超过承受值并烧毁的时候，往往还会进一步烧穿PCB，致使整卡完全报废。而分离式MosFET由于承受温度的上限较低，因为过温而烧毁时，往往不会破坏PCB，反而会给产品留下了“抢救一下”的机会。当然了最佳的做法是不让MosFET有机会因为过热而烧毁，因此显卡上往往也会给供电电路配置足够充裕的散热片。
另外值得一提的是，同样规格的MosFET实际上也可以有多种不同的封装方式，以适应不同的使用坏境。虽然说不同的封装模式对MosFET的散热有一些影响，从而也影响其性能表现。但是相比于内阻、耐压、电流承受能力等硬性指标，不同封装带来的影响几乎可以忽略不计，因此我们不能简单地通过封装模式来判断MosFET的好坏。
PWM脉冲宽度调制芯片
PWM也就是Pulse Width Modulation的英文缩写，简称脉冲宽度调制，是利用数字输出的方式来对模拟电路进行控制的一种技术手段，可是对模拟信号电平实现数字编码。它依靠改变脉冲宽度来控制输出电压，并通过改变脉冲调制的周期来控制其输出频率。PWM芯片的选择与供电电路的相数息息相关，产品拥有多少相供电，PWM芯片就必须拥有对应数量的控制能力。
开关电源供电电路是如何工作的？
开关电源组成原理图如下所示，图中电容的作用是稳定供电电压，滤除电流中的杂波，让电流更为纯净；电感线圈则是通过储能和释能，来起到稳定电流的作用；PWM芯片则是开关电路控制模块的主要组成部分，电路输出电压的大小与电流的大小基本上是由这个控制模块决定；MosFET鲂в管则分为上桥和下桥两部分，电压的调整就是通过上下桥MosFET配合工作实现的。
开关电源供电电路开始工作时，外部电流输入通过电感L1和电容C1进行初步的稳流、稳压和滤波，输入到后续的调压电路中。由PWM芯片组成的控制模块来发出信号导通上桥MosFET，对后续电路进行充能直至两端电压达到设定值。随后控制模块关闭上桥MosFET，导通下桥MosFET，后续电路对外释放能量，两端电压开始下降，此时控制模块关闭下桥MosFET，重新导通上桥MosFET，如此循环不断。
上文中所述的“后续电路”实际上就是原理图中的L2电感与C2电容，与线性稳压电路相比，开关电源虽然有转换效率高，输出电流大的优点，但是其MosFET所输出的并不是稳定的电流，而是包含有杂波成分的脉冲电流，这样的脉冲电流是无法直接在终端设备上使用的。此时L2电感与C2电容就共同组成了一个类似于“电池”作用的储能电路，上桥MosFET导通时“电池”进行充能，而在下桥MosFET导通时“电池”进行释能，让进入终端设备的电流与两端电压维持稳定。
为什么主板和显卡要采用多相供电？
【关键词】TOP244Y；开关电源；过压保护；过流保护
1.引言
近年来，我国煤矿机械化、自动化程度日益提高，矿井监控、通讯、仪表自动化系统等应用日益普遍，但煤矿的特殊环境，要求煤矿电气设备必须采用本安设备。本安电源作为矿用本安系统不可缺少的组成部分，其技术先进性和产品质量决定了本安设备的可靠性，从而直接影响到监测系统数据采集的准确性、稳定性，关系到矿井安全生产、抗灾能力和矿工安危[1]。
2.系统整体方案
根据煤矿用直流稳压电源的标准[2]，电源输入电压为交流127V标称值的75%～110% （即95V～140V），输出电压的纹波电压不应超过直流输出电压12V的5%。根据要求，本文采用TOP244Y开关电源芯片，在高频开关电源的基础上，外加过压保护电路、过流保护电路，设计了新型的12V本质安全型电源（最高开路电压12.4V、最大短路电流150mA）。
如图1所示，本系统包括以下3个部分：开关电源电路、过压保护电路、过流保护电路。
3.硬件电路设计
3.1 开关电源电路
开关电源电路将交流电127V转变成直流电23V。电路原理图如图2所示，交流电经过整流、滤波，成为纹波较大的直流电，通过高频变压器、开关电源芯片TOP244Y得到23V的直流电。
TOP244Y是Power Integration公司的TopSwitch II系列产品[3]，它便于实现开关电源的优化设计，设计的交流输入电压范围是85V～265V。它能同时实现输入欠压保护、过压保护、从外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。TOP244Y具有频率抖动特性，这对降低电磁干扰很有帮助。TOP244Y的1引脚用于占空比控制，根据反馈电压改变占空比，调节电压稳定输出；2引脚提供线电压的过压、欠压等自动监测和调整；3引脚通常与三极管相连，实现远程开关控制，当三极管导通，3引脚接地，TOP244Y正常工作，当三极管断开，3引脚类于悬空，TOP244Y失能；4引脚为TOP244Y内部MOSFET的源极，6引脚为内部MOSFET的漏极，作为开关使用，提供给高频变压器；5引脚为频率引脚，接地时TOP244Y的工作开关频率为132KHz。R3为欠压或过压检测电阻，并能给线路提供电压前馈，以减少开关频率的波动。D2、D3构成漏极钳位电路，可吸收内部MOSFET关断时由高频变压器T1初级漏感产生的尖峰电压，保护MOSFET不受损。电阻R5用来从外部设定功率开关管的漏极极限电流，使之略高于满载或输入欠压时的漏极峰值电流，这就允许在电源起动过程中或输出负载不稳定但未出现饱和的情况下采用较小尺寸的高频变压器。当输入直流电压过压时，R5还能自动降低最大占空比Dmax，对最大负载功率加以限制。
精密光耦反馈电路由线性光电耦合器PC817A、稳压管D7、电阻R6、R8组成。输出电压Uo经过光耦去改变TOP244Y的1引脚电流IC，使占空比发生变化，进而调节Uo保持不变。反馈绕组的输出电压经D3、C8整流滤波后，给光耦中的接收管提供偏压。C10还与R14一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负载较重时能保持恒定。
3.2 过压保护电路
如图3所示，当输出电压12V因某种原因增加时（假设增加到13V），D11、D13稳压管导通，分别触发快速可控硅Q4、Q6，导通光电耦合器U2、U4，通过A、B点连接的三极管Q2、Q3基极电平被拉成低电平，实现对开关电源芯片TOP244Y的远程失能控制，TOP244Y停止工作，VCC电压为零，最终输出电压为零，实现输出过压保护。图中R11、R15的作用是减小快速可控硅输入端的偏置电流[4]。
3.3 过流保护电路
图4为过流保护电路。U7为三端集成稳压器78L08，通过R37、R39得到一个设定好的电压阈值。将取样电压和预先设定好的电压阈值进行比较：取样电压输入到U5的4脚反相输入端，阈值电压接U5的5脚同相输入端，若取样电压高于设置好的阈值电压，U5的2脚输出低电平，产生下降沿脉冲触发单稳态触发器U9，产生暂稳态，输出高电平，导通MOS管Q8，图2中的电流源N1产生的控制电流灌入地，则T6、T7关断，断开输出，实现过流保护。R43、R41、R45、C27、C29、C31组成单稳态触发器U9的配置电路，决定了U9的暂稳态时间。
4.性能测试
针对本安电源的不同特性分别采用不同的测试条件进行测试，输入电压采用市电交流220V经自耦变压器变压后得到127V的矿用照明电压，接到电源的交流输入端，将输出端串入电流表，并入示波器测量输出[5]。下面从过压、过流两个个环节对电源的保护电路进行测试。
4.1 过压保护测试
下面模拟由于某种故障导致电压升高，方法是在输出空载的情况下，将示波器并接在输出端，通过调节反馈支路，将输出电压逐渐调高，当电压调至高于12.4V时，过压保护电路动作，切断输出，并延时恢复，若依然过压则再次降压，符合过压保护要求。测试波形图如图5所示。
4.2 过流保护测试
下面模拟某种原因引起的过载情况，方法是输出端接可变负载，调节负载大小，将示波器并接在取样电阻两端，取样电阻为1欧姆水泥电阻，当电流超过1.5A时，输出成为间断输出，此时单稳态触发器作延时，若负载不减小，将一直处于此状态。实际测试情况来看，示波器为每格500mV，此时波形最大幅度为3格1500mV，换算成电流为1500mA，所以保护电路正常，自恢复周期为220毫秒，符合快速过流保护要求。波形图如图6所示。
5.结束语
本文讨论了基于TOP244Y的12V新型本安电源的设计，对系统的各个部分的设计电路进行了详述，并对电源进行了性能测试。该电源的电路设计、结构设计采用多种保护措施，适合在煤矿井下具有煤尘、甲烷等爆炸性气体及潮湿恶劣环境下工作，是保证井下设备安全生产，高效运行的理想技术装备[6]，也适用于化工、冶金、轧钢、港口、电厂等环境恶劣的其他领域。
参考文献
[1]冯小龙，王鸿渐.基于LM723的煤矿工作面本安电源的设计与实现[J].煤炭工程，2008（12）：18-19.
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[4]徐磊，周孟然，赵祥.煤矿实用本安电源设计[J].煤矿机械，2012（3）：144-146.
[5]田文静.矿用本安电源的设计与实现[J].软件，2012 （4）：115-117.
[6]于月森，谢冬莹，伍小杰.本安防爆系统与本案电源结构特点及分类探讨[J].煤炭科学技术，2012（3）：78-82.
作者简介：
刘峥，男，硕士研究生，电气自动化专业，高级工程师，研究方向：测控技术。
张胜春，男，大学本科，电气自动化专业，高级工程师，研究方向：电力电子。
关键词：UC3842 保护电路 开关电源
中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：1007-9416(2011)12-0105-02
1、引言
电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。
2、单端反激式变换器
本文采用单端反激式。所谓单端，是指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端。所谓反激，是指开关功率管导通时，后级整流二极管截止，电能将储存在高频变压器的初级电感线圈中；当开关功率管关断时，后级整流二极管导通，初级线圈上的电能通过磁芯的藕合传输给次级绕组，并经过后级整流二极管输出。
UC3842简介。UC3842是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的控制器。
同时，UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的电路在驱动开关管时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈电路经电阻分压得到的信号与内部2.5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端用RC元件接成补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。芯片工作起动电压是16V，关闭电压是10V，6V的起动与关闭电压差可有效防止电路在阀值电压附近工作而引起的振荡。芯片起动电流为1mA，所以，芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。还提供5V的基准电压,带载能力50mA。在UC3842的输入端与地之间，还有34V的稳压管，一旦输入端出现高压，该稳压管就被反向击穿，将供电电压钳位于34V，保护芯片不致损坏。如图所示为开关电源的电路。
3、开关电源的工作原理
3.1 AC输入整流部分
交流电(AC110～220V/50Hz)由J2-1进入，经过R2送至由D1-D4组成的桥式整流，并由C1滤波，把交流电变换为直流电（当输入交流电110V时，整流后的直流为155V左右，当输入交流电220V时，整流后的直流为300V左右）,图1。
3.2 UC3842工作过程
接通输入电源VIN后，电流ig通过启动电阻R5给电容C3,C11 充电,当C3,C11电压达到UC3842启动电压门槛值16V时,UC3842 开始工作并提供驱动脉冲,由6端输出推动开关管Q1工作,输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间, 开关功率管Q1导通,电流通过变压器初级绕组NP,同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况,此时变压器各路副边没有能量输出。当6脚输出的高电平脉冲结束时,开关功率管Q1截止,根据楞次定律, 变压器初级绕组NP为维持电流不变,产生下正上负的感生电动势,此时其他边各路二极管导通,向外提供能量。同时辅助绕组Nb向UC3842供电。
UC3842启动工作后，C3,C11为UC3842提供稳定的工作电压VCC,VCC通过R9，R19，光耦817，R8组成的分压取样电路，电压通过2脚被反馈到UC3842内部的误差放大器并和基准电压比较得到误差电压Vr；同时在取样电阻R3上建立的电压也被反馈到UC3842电流测定比较器的同相输入端，这个检测电压和误差电压Vr相比较，产生脉冲宽度可调的驱动信号，用来控制开关功率管Q1的导通和关断时间，以决定高频变压器的通断状态，从而达到输出稳压的目的。考虑到VCC及Vref上的噪声电压也会影响输出的脉冲宽度，因此，在UC3842的脚7和脚8上分别接有消噪电容C3,C11和C10。R7是开关功率管Q1的栅极限流电阻。
3.3 吸收箝位电路
吸收箝位电路由C2,R20,R4和D6组成，Q1截止后，由于变压器存在漏感，而漏感能量不能通过变压器耦合到NS绕组释放，如果没有RCD箝位电路，漏感中的能量将会在Q1关断瞬间转移到Q1极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时Q1集电极将会承受较高的开关应力，若加上RCD 箝位电路，漏感中的大部分能量将在Q1关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容C2上，然后这部分能量被箝位电阻R20,R4消耗，这样就大大减少了开关管的电压应力。
3.4 输出稳压控制电路
当负载变化或其它因素引起输出电压VO变高，通过R6和R13、VR2组成的电压取样电路和C9加速电容，TL431控制端1电压会高于它基准电压2.5V，这时通过TL431的电流增加，加在光耦发光二极管的电压也增大，光耦发光增强，光耦C-E极间电阻变小，UC3842的2脚电压升高，促使片内对PWM比较器进行调节，减少占空比，通过Q1 D-S极电流变小，变压器储能减少，输出电压降低。反之，VO变低，通过R6和R13、VR2组成的电压取样电路和C9加速电容，TL431控制端1电压会高于它基准电压2.5V，这时通过TL431的电流减弱，加在光耦发光二极管的电压也变小，光耦发光减弱，光耦C-E极间电阻变大，UC3842 2脚电压降低，促使片内对PWM比较器进行调节，增大占空比，通过Q1 D-S极电流变大，变压器储能增加，输出电压升高。
3.5 输出部分
当Q1关断时，初级绕组NP变成下正上负，NS上正下负，D7导通，存储在变压器中的能量通过D7供应给负载同时给电容C7充电。
在开关管Q1导通时，变压器是不给负载供电的，这时只能靠电容给负载供电，C7越大，储存的能量就越多，供应同样的负载，电压下降就越少，换言之，输出电压就越稳定，所以C7越大越好。在选取滤波电容时，还要考虑它的耐压，耐压一定要比输出电压高，最好是留有一定的耐压余地。
R7是假负载，释放掉滤波电容C7的部分能量，起到改善电路间歇振荡的效果。R7的阻值小，对改善电路间歇振荡效果比较好，但太小会增加无用的功耗，降低电路效率，它的阻值大小一般根据经验或电路调试确定。
由于开关电源的工作频率都比较高，所以D7采用响应速度比较快的肖特基整流二极管，在选原件时除了要考虑响应速度外，还要考虑它的额定工作电流，一般要比额定电流大3倍以上，除此还要考虑它的耐压，因为开关管Q1导通时，初级绕组NP上的电压（上正下负）基本上是输入电压，NS也感应了对应的比例电压（下正上负），再加上滤波电容C7的电压，所以整流肖特基二极管的反向耐压必须大于两者的和，并留有一定的余量。
4、短路过流保护
如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管Q1的漏极电流将大幅度上升，R3两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0.3V达到1V时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，Q1截止，从而保护了电路。
5、结语
在开关电源的设计中，由UC3842组成的反激式开关电源是整个变换器的关键部分，核心部分为PWM控制单元。交流220V作为开关电源的输入，得到PWM控制单元的直流工作电压，另外结合其工作特性，设计了过流保护电路，保证了电源变换器的正常工作。在现代电力电子应用中越来越广泛，在开关电源中有着良好的应用前景。
参考文献
[1]惠恩宣.采用UC3842构成的开关电源.电子与自动化,2000,4.
1．1基本拓扑
基本的拓扑包括BUCK、BOOST、BUCK－BOOST、CUK、正激变换器、反激、半桥、全桥、推挽变换器。在课堂教学中应该使学生熟练掌握其工作原理、应用场所、电流连续和电流断续的工作波形、拓扑中的关键参数的计算，为学生设计基本的开关电源电路打下坚实的基础，这是第一层次，要求学生必须熟练掌握。尤其要着重讲解基本拓扑BUCK变换器，因为很多拓扑结构甚至是基本拓扑都可以由BUCK变换器变换得来。如果能在课堂上重点讲解BUCK变换器，使学生完全掌握BUCK变换器的原理和波形，对学生后期的开关电源学习将会大有助益。第二层次是以基本拓扑为核心部分的主功率电路各部分参数计算，相当于电源工程师的项目计算书部分，这也是电源工程师必须掌握的基本技能。由于课上时间有限，教师在课上会把拓扑中关键器件主要参数的计算方法给出，不可能把所有的参数计算一遍，所以导致有些学生就停滞在这个层次上，没有在课下把所有的参数，尤其是关系到器件选型的参数进行设计，为了解决这个问题，在课程中后期安排学生团队制作实物开关电源，在这个过程中就必须要对每个计算参数都要反复核算，这个教学环节取得了较好的效果。第三层次是主功率电路器件选型和调试，基本上只有参加过实物制作、电子设计大赛、实习项目的学生有机会达到这一步，通过实际存在的问题，就问题去解决，才会在实践当中结合他们上课学习的电源理论切实地体会调试电路的乐趣。
1．2PWM和PFC控制芯片
这部分会通过调研报告的形式让学生先去搜集相关PWM和PFC控制芯片的最新信息，先让学生去感知、去了解现在出来最新的控制芯片已经可以做到哪些功能了，此外重要的是积累总结每一个拓扑可以有哪些控制芯片来控制。让他们自己去发现问题，感知问题，带着问题和好奇，在课堂上授课教师会深入讲解PWM控制芯片的基本控制原理，通过工程项目详细讲解如何快速掌握一个新的控制芯片每个引脚的功能，电路的设计方法、元器件参数计算方法，使学生掌握如何用控制芯片来控制变换器实现电能的变换，学会设计控制芯片与变换器的连接电路，即检测电路和功率管的驱动电路。在课堂上教会学生使用PWM控制芯片数据说明书设计控制电路达到层次一，在课程学时中专门安排学生学习控制芯片电路的设计方法和参数计算方法达到层次二，不仅让学生掌握一种控制芯片的电路设计方法，更重要的是举一反三，在以后的设计和工作岗位上面对新的平台和控制芯片依然可以设计出符合要求的电路。
1．3变压器和电感设计
授课教师在课堂教学中依据教学改革培养电源工程师为目标不仅要介绍变压器和电感的各个参数的计算方法，还会结合实际项目讲授变压器同名端和异名端在实际电源制作时的注意事项，变压器的制作方法，掌握电压器参数的测试方法和测试工具，掌握用示波器和信号发生器测试变压器的匝比和同名端的方法。变压器和电感的设计直接关系到隔离型变换器的性能，很多学生对变压器和电感磁路设计部分学习起来会有些困难，所以这部分将作为课程的难点来重点讲解。
1．4保护电路设计
课堂教学中一部分学时将用来着重讲解各种保护电路，包括输入输出过压保护、过温保护、过流保护、输入欠压保护等。将采用调研报告、启发式和讨论式等教学方法引导学生去积累这些保护电路，学会在不同平台、不同应用场合使用不同的保护电路。
1．5闭环电路调试
结合自动控制原理课程的相关知识，着重讲解开关电源闭环电路的设计和分析，尤其是PID调节器的调试方法，结合实际项目演示电源工程师闭环电路调试过程，激发学生学习开关电源的学习兴趣，通过实物和仿真软件让学生体验调试的乐趣，这部分是开关电源课程重点讲解的内容，要联系实际项目，是课程的核心内容。以上5个部分是课程的主要教学内容块，完全按照培养电源工程师的目标下制定的教学计划，可以做到较好地给学生从课堂到就业的过渡，而不再是到了工作岗位上感觉课堂学习的东西和实际工作联系不紧密，什么知识什么技能都要工作之后学习。在课堂上，保证学生完全掌握第一个层次，通过课后作业、课堂实际项目案例、电源制作等形式的教学方法使大部分学生掌握层次二，在平时的教学中注意动手能力强或者电路设计能力强的学生，通过带学生电子设计大赛、创新大赛，或者学生在项目中辅助教师担任研发助理的工作等，使一部分学生研发能力可以快速提高，培养成具有基本技能的初级电源工程师。
2课程考核方式改革
考虑到开关电源课程的实践性强的特点，着重考核学生掌握所学的基本电路拓扑理论和技能，能综合运用所学知识和技能去分析电路、调试和测试电路、分析电路故障及排除电路故障的能力。
2．1制作电源实物
基于课堂系统的理论学习，独立制作75W单管正激变换器实物的能力考核，该正激变换器采用何种磁复位技术不限，根据班级人数，3～4名同学为一个小组，明确不同分工，共同制作出一款正激变换器。同时培养学生的团队合作意识，考核的内容也要增加当该团队遇到分歧和困难的时候，是如何解决的。
2．2课堂表现
主要是包括回答问题的情况，对问题分析的程度，出勤率，在平时小组讨论时的表现和活跃程度。
2．3科研报告、口头汇报
通过让学生搜索近3年国内外开关电源、尤其是通信电源技术和产品的最新发展概况，增强学生的自我学习能力，在以后的学习和工作中掌握更新自己开关电源知识体系的能力，这是我们教学的重点，不只是教会学生电源的基本知识，还要教学学生学习探索开关电源领域的学习方法。选取部分优秀学生的科研报告由学生浓缩成5分钟的口头汇报结合PPT、实物动画等多媒体展示方法在上课前5分钟做口头汇报分享给学生们。不仅较好地激发学生学习开关电源的兴趣也能够充分锻炼学生的公开演讲能力。
2．4作业
作业着重在学生是否是自己独立完成的电路设计，而不是应付了事。哪怕学生的设计内容很少，但是只要是他们自己经过思考得来的就要比其参考其他人的作业效果要好很多。
3开关电源技术教学改革反思
关键词：开关电源；反激式电路；高频变压器；脉宽调制；AC／DC
引言
随着现代科技的高速发展，功率器件的不断更新，PWM技术的发展日趋完善，开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。
本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC／DC开关电源的原理及设计方法。
设计要求
本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10w。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。
考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：
输出最大功率：10W
输入交流电压：85～265V
输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA
纹波电压：≤120mV
单端反激式开关电源的控制原理
所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。
TOPSwitch－Ⅱ系列
芯片选型及介绍
TOPSwitch－Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(s)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5．7V，极限电压为9V，控制端最大允许电流为100mA。
在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极，此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4．7V～5．7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3．3 V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。
采用TOPSwitch-II系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。
对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。
电路设计
本开关电源的原理图如图l所示。
主电路设计
电源主电路为反激式，c1、L1、c2接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，c5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为“Y电容”。c1跟c5都称作安全电容，但c1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为“x电容”。
为承受可能从电网线窜人的电击，可在交流端并联一个标称电压U1mA为275V的压敏电阻VSR。
鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，则UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。
输出环节设计
以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V／3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作“磁珠”的3．3μH穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。
对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。
反馈环节设计
反馈回路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。其中u2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8 为TL431的频率补偿电容，可以提高TL431的瞬态频率响应。C7为软启动电容，取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。
U3为PC817型线性光耦合器，其电流传输比(CTR)范围为80％～160％，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V输出，为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。
c3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47μF时，自动重启频．率为1．2Hz，即每隔0．83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。
R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IFICDUo，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。
下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压uo发生波动且变化量为uo时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压uk也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流Ic的变化量来调节占空比D，使uo产生相反的变化，从而抵消uo的波动。上述稳压过程可归纳为：
其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。
变压器设计
变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。
磁芯及骨架的确定
次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V和24V输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。
对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数n0可以由下式确定：
试验数据
该开关电源的输入特性数据见表1，在u=85～245V的宽范围内变化时，主路输出u01=5V(负载为65Ω)的电压调整率Sv=±0．2％，输出纹波电压最大值约为67mV；辅助输出u02=24V(负载为250Ω)，输出纹波电压最大值约为98mV；辅助输出u03=12V(负载为100Ω)，输出纹波电压最大值约为84mV。
同时，实验测得，主路输出u01的最大输出电流可达700mA，辅助输出u02的最大输出电流可达120mA，辅助输出U03的最大输出电流可达170 mA，电源功率可达8．4W，完全满足设计要求。
关键词：智能电器电源、快速修复
在广播电视技术领域，开关电源的使用十分广泛，70%的设备都采用了开关电源。现在高端设备都有电脑控制系统，这些电脑控制系统的电源是独立的开关电源，如发射机、控制器、监控自动仪表系统、液晶显示器、机房节能照明系统、安防监控设备、各类智能设备等等。电脑控制系统的电源一旦出现故障，整个设备瘫痪或罢工，急需修复。因此，快速修复智能电器的开关电源是十分必要的。
快速识别故障
一、保险丝熔断。一般情况下，保险丝熔断说明电源的内部线路有问题。由于电源工作在高电压、大电流的状态下，电网电压的波动、浪涌都会引起电源内电流瞬间增大而使保险丝熔断。重点应检查电源输入端的整流二极管、高压滤波电解电容、逆变功率开关管等，检查一下这些元器件是否击穿、开路、损坏等。如果确实是保险丝熔断，应该首先查看电路板上的各个元件，看这些元件的外表有没有被烧糊，有没有电解液溢出。如果没有发现上述情况，则用万用表测量开关管是否击穿短路。需要特别注意的是，切不可在查出某元件损坏时，更换后直接开机，这样很有可能由于其他高压元件仍有故障又将新更换的元件损坏，一定要对上述电路的所有高压元件进行全面检查测量后，才能彻底排除保险丝熔断的故障。
二、无直流电压输出或电压输出不稳定。如果保险丝是完好的，在有负载情况下，各级直流电压无输出。这种情况主要是以下原因造成的：电源中出现开路、短路现象，过压、过流保护电路出现故障，辅助电源故障，振荡电路没有工作，电源负载过重，高频整流滤波电路中整流二极管被击穿，滤波电容漏电等。在用万用表测量次级元件，排除了高频整流二极管击穿、负载短路的情况后，如果这时输出为零，就可以肯定是电源的控制电路出了故障。若有部分电压输出说明前级电路工作正常，故障出在高频整流滤波电路中。高频滤波电路主要由整流二极管及低压滤波电容组成直流电压输出，其中整流二极管击穿会使该电路无电压输出，滤波电容漏电会造成输出电压不稳等故障，用万用表静态测量对应元件即可检查出损坏的元件。
三、电源负载能力差。电源负载能力差是一个常见的故障，一般都是出现在老式或工作时间长的电源中。主要原因是各元器件老化，开关管的工作不稳定，没有及时进行散热等。应重点检查稳压二极管是否发热漏电，整流二极管损坏、高压滤波电容损坏等。
可靠的快速维修步骤
第一步，首先用万用表检测各功率部件是否击穿短路，开关电源外壳如电源整流桥堆、开关管、高频大功率整流管、抑制浪涌电流的大功率电阻是否烧断。再检测各输出电压端口电阻是否异常，上述部件如有损坏则需更换。
第二步，接通电源后不能正常工作，接着要检测功率因数模块（PFC）和脉宽调制组件（PWM），查阅相关资料，熟悉PFC和PWM模块每个脚的功能及其模块正常工作的必备条件。
第三步，对于具有PFC电路的电源则需测量滤波电容两端电压是否为380VDC左右，如有380VDC左右电压，说明PFC模块工作正常。接着检测PWM组件的工作状态，测量其电源输入端VC ，参考电压输出端VR ，启动控制Vstart/Vcontrol端电压是否正常，利用220VAC/220VAC隔离变压器给开关电源供电，用示波器观测PWM模块CT端对地的波形是否为线性良好的锯齿波或三角形，如TL494 CT端为锯齿波，FA5310其CT端为三角波。输出端V0的波形是否为有序的窄脉冲信号。
第四步，在开关电源维修实践中，有许多开关电源采用UC38××系列8脚PWM组件，大多数电源不能工作都是因为电源启动电阻损坏，或芯片性能下降。当R断路后无VC，PWM组件无法工作，需更换与原来功率阻值相同的电阻。当PWM组件启动电流增加后，可减小R值到PWM组件能正常工作为止。在修一台GE DR电源时，PWM模块为UC3843，检测未发现其他异常，在R（220K）上并接一个220K的电阻后，PWM组件工作，输出电压均正常。有时候由于电路故障，致使VR端5V电压为0V，PWM组件也不工作。在修柯达8900相机电源时，遇到此情况，把与VR端相连的外电路断开，VR从0V变为5V，PWM组件正常工作，输出电压均正常。
第五步，当滤波电容上无380VDC左右电压时，说明PFC电路没有正常工作。有一次，笔者在维修一部相机时，发现相机电源板上的滤波电容上无380VDC电压。加载测试RT波形以及V0波形均正常，测量场效应管G极无输出波形，用放大镜仔仔细细查看，发现场效应功率开关管V0脚虚焊。重新焊好之后，通电一切正常。
快速维修小经验
快速维修学会“看、闻、问、量”的技巧，也就是维修提高速度的必要经验。“看”是指看是否有烧焦处或元件破裂；“闻”是指闻焦糊味的位置和元器件；“问”是指问经历电源损坏的过程的人详情，是否有破裂声、冒烟、打火等；“量”是指断电测量和加电测量。
没通电前，先用万用表量一下高压电容两端的电压。如果是开关电源不起振或开关管开路引起的故障，则大多数情况下，高压滤波电容两端的电压未泄放掉，此电压有300多伏，需小心。用万用表测量AC电源线两端的正反向电阻及电容器充电情况，电阻值不应过低，否则电源内部可能存在短路。电容器应能充放电，脱开负载，分别测量各组输出端的对地电阻，正常时，表针应有电容器充放电摆动，最后指示的应为该路的泄放电阻的阻值。
加电测量高压滤波电容两端有无300伏输出。若无，应重点查整流二极管、滤波电容等。加电测量高频变压器次级线圈有无输出。若无，应重点查开关管是否损坏，是否起振，保护电路是否动作等；若有，则应重点检查各输出侧的整流二极管、滤波电容、三通稳压管等。加电测量PWM芯片保护输入脚的电压。如果电压超出规定值，则说明电源处于保护状态下，应重点检查产生保护的原因。
