时间：2023-05-30 10:25:50
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇频率响应，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
关键词:定义；电网频率
中图分类号：U665.12 文献标识码：A 文章编号：
1 电网的一次调频
1）一次调频的定义
频率的一次调整如图 1 所示。其中,PG为系统中的 等 值 发 电 机 组的频率静态特性曲线( 已线性化) , PL为等值负荷静态特性曲线, 两线相交的 a 点为系统额定频率的运行点。若 电 力 系 统 在 额定频率下运行( 图中 a 点) , 当系统负荷由 PLN突然增加到 PL1时, 系统中的等值发电机的调频过程如下: 负荷突然增加瞬间, 由于原动机调速器存在惯性,发电机的出力保持 PGN不变, 所增加负荷只能靠系统中的转动部分( 主要是发电机组和负荷电动机的转子) 所贮存的动能来抵偿, 促使机组转速下降, 系统频率相应下降到 f1(b 点)。
图1频率的一次调整
当系统频率降低到超出调速器的失灵区( 通常水轮机为 0.02 %, 汽轮机为 0.05 %)时, 调速器动作,增加原动机的输入( 增加进水量或进汽), 使发电机出力增加, 系统频率从 f1回升到 f2, 即达到 PG、PL1两特性曲线的交点 c。这表明, 发电机组仍然维持原频率特性曲线时, 系统频率稳定在 f2(交点 c), fN>f2>f1。这个调整过程是调速器自动完成的, 通常称为一次调整过程。
电力系统中的电源机组都参与频率的一次调整, 当负荷增量发生时, 各发电机组先按其负荷增量发生点的同步功率(dp /dδ, δ为发电机转子 q 轴与以同步转速旋转的坐标轴之间的夹角), 粗略地说相应地按电气距离成反比来分配这些增量。当各发电机组间产生频差时, 将按电源机组的惯量以相互振荡的形式进行这些增量的再分配, 并逐步进入二次调频。
2）一次调频的重要性
互联电网如果没有良好的一次频率响应特性,会导致事故后系统的准稳态频率过低, 从而使低周减载装置动作, 不利于系统的可靠运行。国外研究表明, 随着电网的发展, 一些因素正在恶化电网的一次频率响应特性:
a. 汽轮机采用滑压运行、锅炉跟踪运行, 汽轮机阀门全开, 导致机组失去调节能力;
b. 电网核电比例加大, 可调节、调度能力下降;
c. 重工业减少, 缺少相应的电动机负荷, 从而负荷对频率的影响降低;
d. 循环机组, 采用温度控制模式时, 有着正的频率响应特性, 不利于系统频率恢复, 通常在系统低谷时期, 表现更为明显;
e. 电力市场的推进, 市场力驱使各控制区出于经济性考虑, 备用最小化。
综上所述, 完善互联电网一次调频管理, 制定出量化的考核标准, 是提高电网可靠性的必然手段。
2、频率响应实例分析
1）参数定义
互联电网的最大动态频率偏差 Δfdyn_max, 是指电网事故发生后, 电网频率跌至的最低值, 其主要决定于下列因素:
a. 扰动的幅度和持续时间;
b. 发电机转子上储存的动能;
c. 参与一次调频的发电机数目, 一次调频储备容量及其在发电机组之间的分配比例;
d. 发电机、控制器(如调速器)的动态特性;
e. 负荷的动态频率特性。
准稳态频率偏差 Δf, 是指系统一次调频动作后,而自动发电控制 AGC( Auto Generation Control) 等二次调频手段尚未接手时的频率偏差, 其主要决定于下列因素:
a. 网络的频率响应系数和扰动的幅度;
b. 控制区参与一次调频的发电机的调差率;
c. 负荷对频率响应的灵敏度。
一次调频储备,是指发电机在调速器参与一次调频过程中,可以增加的功率, 它是由发电机的调节限幅决定的, 如图2所示。稳态时( f=f0), 不同调差系数的机组Ga、Gb的限幅相同, 因而一次调频储备容量相同。
图2 一次调频储备
当扰动发生, 且 Δf
当 Δfb>Δf>Δfa=时, 机组 Ga出力达到最大值 Pmax, 无调节能力; 当 Δf >Δfb时, 机组 Ga和机组 Gb在准稳态的情形下, 对频率的贡献相同。
2）以华东电网频率响应为例
笔者查阅相关资料得知在2005年11月20日华东电网突然失去 2.83 GW区外输入功率, 这次事件相当于进行了一次电网频率响应试验。图3为事故发生后 1 min 系统频率曲线。
图3华东电网频率特性
A 点(t=13:56:40, f=50.012 Hz), 表示区外来电失去前, 电网的频率。
B 点(t=13:57:18, f=49.575 Hz)表示在全网机组调速器的响应下, 电网频率恢复到的准稳态值, 此时, 一次调频作用达到最高峰, 但是 AGC 指令、紧急控制等措施尚未接管。
C 点(t=13:56:51, f=49.518 Hz)表示电网的最大动态频率偏差 Δfdyn_max。
D 点表示 A 点之后 60 s 的系统频率, 如电网没有及时补足功率差额, 则电网频率仍然不能恢复到额定频率。
从 13:56:40 开始系统频率在 11s 内从 50.012Hz快速下降到 49.518 Hz, 此时系统的动态频率偏差为Δfdyn_max=0.482 Hz。华东电网机组一次调频相应的频率死区为0.033 Hz, 当系统频率降低至 49.967 Hz 时, 机组接收到频差信号, 机组的一次调频执行机构开始动作, 一般在 5 s 内可以起作用。这次事故, 正体现出华东电网一次调频管理存在以下问题:
a. 华东目前大部分机组限幅偏小, 大部分机组限幅在 3 %～4 %, 未达到 6 % 的要求;
b. 大部分水电机组的一次调频功能基本上未发挥作用;
c. 理想情况下, 系统的准稳态频率偏差应控制在 0.2 Hz 内;
d. 目前, 省市电网现有机组的一次调频功能是基于控制性能标准CPS(Control Performance Standard)的一种调频手段, 为满足对电网频率精度有较高敏感度的要求, 机组一次调频功能所起作用相当有限。
3、小发电厂频率响应为例
笔者所供职的无锡供电公司在2012年7月11日220kV扬名变电所2号主变故障，110kV副母线所供扬协线协联电厂#4机（18MW）、#5机（45MW）、#6机（20MW）与扬珠线（35MW）、扬惠线（1MW）、扬芦线（13MW）形成小系统运行。
6:07起该小系统频率大幅波动，最低至48.5HZ，最高至51.5HZ（机组转速在2910-3090rpm之间波动），引起低周保护（48.5HZ/0.5S）动作切除6条10kV线路。
6:17因电压大幅下降（小系统电压最低到70%Un），汽机振动增加，#6机组发电机出现强励，协联电厂根据现场规程要求，紧急切除#6机组，小系统频率持续波动，同时#5机组调速系统异常，小系统功率发生缺额，频率逐步下降至48.25HZ以下；
6:19，低周保护（48.25HZ/0.5S）再次动作切除5条10kV线路，小系统频率回升至50HZ左右波动。此次事故，体现出小容量发电厂（单台装机容量50MW及以下）调频管理存在以下问题：
a协联电厂#5、#6机为抽凝机组，其调速系统采用的是电动液压装置，首先调节供热压力，其次调整电气量（电压、频率）；
b调速系统调节异常、紊乱，导致事故发生时，频率波动，从而导致低周保护动作；
附：协联电厂#5机故障录波图
4、结语
综上所述，目前, 各互联电网对机组的一次调频参数都有着严格的规定, 但是, 这些规定都没有量化考核标准,频率管理的各阶段工作也未作细分。通过分析华东电网这次事故可以看出, 现有旋转备用管理规定和CPS 考核标准不足以考核控制区的一次调频能力，通过小电厂这次事故可以看出，一次调频的管理还有应完善的地方。可以着重考虑下列几个方面:
a. 各种量化指标的确定, 如调差率、响应容量、机组出力限幅等;
b. 一次调频备用在各控制区、发电机组间的分配方式, 这也是随着电力市场的推进, 引入辅助服务市场必须要考虑的问题;
【关键词】谐响应分析 矫正机
为进一步确定优化后的机架在承受随时间按正弦规律变化载荷时的稳态响应状态，对优化后的机架进行谐响应分析，从而验证优化后的机架能否成功克服共振、疲劳以及其他受迫振动引起的有害效果。
一、谐响应分析理论概述
作为一种用于求解线性结构承受正弦波动下系统的响应的技术，谐响应分析只计算结构的稳态受迫振动，且具有仅用于结构的分析、所有载荷都以正弦函数方式变化、不考虑瞬态效应等特点。在一个谐响应分析中，结构的载荷与响应被假定为简谐的循环。
目前用于谐响应分析的常用方法有三种，表1给出了Full完全法、Reduced缩减分析法、Mode Superposition模态叠加法三种方法的对比表。
表1 谐响应分析常用方法对比表
通过比较分析三种方法的优缺点，本文对优化后的机架采用Full完全法在模态分析的基础上对其进行谐响应分析。谐响应分析是一种线性分析，其分析步骤如图1所示。
图1 谐响应分析具体步骤
二、七辊矫正机机架的谐响应仿真结果分析
本文W43T-120X3000七辊矫正机机架的谐响应分析是在模态分析的基础上进行的，在谐响应分析中必须指定频率范围。在机架结构的动力响应中，低阶模态占主要地位，高阶模态产生的振幅很小，而且由于结构阻尼的作用，响应中的高阶部分衰减也很快，故选择频率范围0～60HZ。根据模态分析的结果可知，优化后的机架只要是发生弯曲和扭转的振动，且从后处理器的动画可以看出，其振动是自上而下逐渐递减的，为加快求解速度，本文选取机架顶部一节点和底座安装板上一节点进行谐响应分析，节点选取位置如图2所示。
（a） （b）
图2优化后的机架谐响应分析的取点位置图
通过模态分析我们可以看到，自第八阶以后模态产生的振幅很小，而八阶以前的模态占主要地位，同时在谐响应分析时考虑频率范围是首要考虑条件，所以本文在对优化后的机架做谐响应分析时只考虑0～20Hz频率范围内的结构响应情况。
（a）位移对频率响应曲线图
（b）相位角对频率响应曲线
图3 图2（a）节点对应的位移及相位对频率响应曲线图
（a）位移对频率响应曲线图
（b）相位角对频率响应曲线
关键词 压电式加速度计；规程修订；量值溯源
中图分类号TM4 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2013）84-0167-01
0 引言
JJG233-2008《压电式加速度计》检定规程修订后，相对于JJG233-1996无论是检定项目还是技术要求都有了较大变化，本文对此作了一些阐述，以帮助广大振动计量人员更好地理解和使用。
1 灵敏度幅值的不确定度
JJG233-2008《压电式加速度计》中对工作加速度计灵敏度幅值的测量不确定度的要求是：参考条件下：1%，其他条件下：2.0%（0.4Hz≤f≤2Hz）；1.0%（2Hz
2 灵敏度频率响应
JJG233-2008《压电式加速度计》中对于灵敏度频率响应的要求是按表2分段给出灵敏度频率响应的工作频率范围，而表2的要求是±5%或±10%，在1996版本中是这样提出的“制造厂应给出工作加速度计灵敏度变化±5%或±10%的工作频率范围”。从字面来说两者的含义相差不多，但是如果从理解层面来看，显然是以前的即1996的版本更容易理解。
从检测方法来看，显然是采用振动连续扫描法以及随机激励法最好，直接给出被检加速度计的频率响应曲线供使用者参考。但是由于条件限制，目前大多数计量技术机构还是采用逐点法进行检定，同时由于大部分的计量技术机构使用的是比较法（中频）振动标准装置，其标准器多采用的是B&K的8305参考加速度计，由于此类振动标准振动套组在送检时，上级计量部门出具的检定证书往往也仅仅是给出（20～2000）Hz范围的数据，所以计量技术机构出具的证书报告并不能真正覆盖灵敏度变化±5%或±10%的工作频率范围。
需要指出的是，从JJG233-008《压电式加速度计》国家计量检定规程中可以看出，灵敏度响应指标并不是判断压电加速度计合格与否的标准，规程中规定仅仅是要求给出即可。举个例子就是某个加速度计经过检定，其在（20～1000）Hz时，灵敏度变化是±10%，而在（1000～2000）Hz时，其灵敏度变化是±20%，此时它的检定证书上给出（20～1000）Hz时，灵敏度变化是±10%即可，还是可以判定其为合格。但是对于实际的使用来说，特别是如果作为振动台检定装置中的标准器，由于其工作范围都要到2 000Hz及以上，显然这样的加速度计是不能拿来使用的。因此对于用作振动台检定装置标准器的压电加速度计来说，其工作范围内其灵敏度响应变化控制在±3%以内为宜。
3 灵敏度幅值线性度
JJG233-3008《压电式加速度计》国家计量检定规程中对于灵敏度幅值线性度的要求是按表3分段给出灵敏度度幅值线性度的工作加速度范围。而表3的范围就是±3%，相对于1996版本中的±5%或±10%的工作加速度范围有了不少的提高。但是同样需要指出的是，与灵敏度频率响应一样，这个要求不是判断压电式加速度计的合格与否的标准。
3.1 参考灵敏度的年稳定度
相比较1996版本中的工作加速度计年稳定性应优于1%，JJG233-2008工作加速度计参考灵敏度幅值年稳定度应小于2%放宽了不少。
3.2 其他要求
JJG233-2008《压电式加速度计》国家计量检定规程中明确指出了“为了获得所要求的的测量不确定度，最好将加速度计和配用的适调仪作为一个整体同时进行检定。否则应在所有的测量频率点对适调仪进行检定，确定其增益和灵敏度幅值的频率响应”。
由于压电式加速度计无论是电荷型或者是ICP型的，都必须有适调仪配套使用，而适调仪所引入的示值误差的不确定分量是不容忽视的，并且在实际的工作中，如对振动台的检定，需要进行扫频或者是随机功能的检定，因此在所有的测量频率点对适调仪进行检定也是不太符合实际情况的。因此在送检压电加速度计时，特别是计量部门将其作为标准器使用时必须将配套的适调仪一起送检。
4 结论
JJG233-2008《压电式加速度计》国家计量检定规程相对于1996的版本更加严密，舍弃了不少不必要的检定项目，针对现有实际情况以及国内外相关技术标准对压电加速度计的技术要求做了必要的修改，但是同时规程对振动计量技术人员实际的工作水平也提出了很高的要求，比如如何正确判断频率响应以及灵敏度幅值线性度相对应的工作范围，从而能够在实际工作中正确使用。
关键词：数字滤波器；MATLAB；数字信号处理
中图分类号：TN911文献标识码：A文章编号：1009-3044(2012)18-4564-03
The Design Method of Assistance of Digital Filter based on MATLAB Window Function
WEI Peng
(Anhui Medical Apparatus Examine Center, Hefei 230051, China)
Abstract: This article mainly introduces the process of the Fir filter design, and did some introduction to the related function of filter de? sign in MATLAB. At the same time, it discuss how to make use of MATLAB function in the signal processing tool box to design digital fil? ter, and carry on imitating true analysis to the result of two kinds of design methods in the last.
Key words: digital filter; discreet time filter; MATLAB; digital signal process
在数字信号处理中滤波器[1]是一种特别重要的线性是时不变系统。滤波器的可以分模拟滤波器与数字滤波器。模拟滤波器是指能用于放大或衰减信号某些频率分量的频率选择电路。它通常是由R、L、C或运算放大器等模拟元器件组成的。数字滤波器则不同，它指的是完成信号滤波处理功能的有限精度算法实现的离散时间线性时不变系统。它通过改变包含在离散时间信号中的谱信息，使其产生新的离散时间信号来实现滤波功能的。由于数字滤波器往往通过数字计算法实现，因此它本身既可以是用数字硬件装配成的一成指定运算的专用数字计算机，也可以将所需的运算编成程序，让通用计算机执行。这也是可以用MATLAB来进行数字滤波器设计的原因——设计数字滤波器本身就是对于如何进行运算的设计。
设计数字滤波器本身就是对于如何进行运算的设计。
对于数字滤波器我们可以按单位取样响应时间对其进行分类：
1）无限长单位脉冲响应（IIR）滤波器：该滤波器的单位取样响应h(n)延续到无限长。
2）有限长单位脉冲响应（FIR）滤波器：该滤波器的单位时间响应h(n)是一个有限长序列。
与IIR滤波器不同，FIR系统的幅度响应大多都伴有线性相位的假设条件。因此，FIR滤波器的设计方法以直接逼近所需离散时间系统为基础。其中，最常用也是最简单的就是窗函数法。这里我介绍一下窗函数法的MATLAB辅助设计。设计过程如下：
1）根据技术要求确定待求滤波器的单位取样响应或者频率响应；
2）根据对过渡带要求和阻带要求，选择适当的窗函数；
3）确定窗口长度N；
4）计算滤波器的单位取样响应h(n)；
5）检测所设计的滤波器性能，验算技术指标是否满足条件。
由于频率响应的确定来源于所要技术指标要求，大家可根据具体的要求确定。因此，我们从第二步来逐一叙述。
b = fir2(N,f,m,npt,lap,window)
参数含义：b同fir1
N同fir1
window也同fir1
f是一个[0,1]的频率向量，1映射到Nyquist频率。f的第一
个值必须是0，最后一个值必须是1；向量中的元素要求
递增排列
m是一个指出在f对应频率点需要幅度的向量；m与f同阶
npt指对频率响应进行内插点数，默认为512
lap用于指定fir2在重复频率点附近插入的区域大小
我们以例2来说明fir2的用法：
例2：程序如下：
f = [0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.6 0.7 0.8 0.9 1]；%设置频率向量f
m = [1 1 0 0 1 1 0 0 1 1]；%设置频率向量m
b = fir2(80,f,m)；%计算FIR滤波器系统函数的系数[h,w] = freqz(b,1,1024)；%计算FIR滤波器的频率响应
plot(f,m,w/pi,abs(h))；%画出并比较理想与fir2函数设计的滤波器legend(’理想的’,’fir2设计的’)；%设置标签说明两种曲线
grid；
title(’幅度响应比较’)；%设置标题
运行结果如图2:图2例2的运行结果
[主题词]经络穴位诊断；耳穴诊断
耳诊是指通过耳郭(或耳穴)辅助诊断病症的总称。1973年我国文物考古工作者在湖南长沙马王堆三号汉墓出土的帛书《足臂十一脉灸经》和《阴阳十一脉灸经》中就有“耳脉”的记载。在以后的《内经》和历代医学著作中都记叙了许多借耳诊治疗疾病的理论和具体方法，这些内容主要包括：耳与经络、脏腑的关系，人体有病时在耳郭上的反应；刺激耳郭防治病症；及耳郭上的穴位等方面。我国清代张振錾的《厘正按摩要术》、清代汪宏的《望诊遵经》中的“诊耳”“察耳”都是根据对耳郭整体的位置高低、大小、硬度、色泽和耳郭某些部位的颜色、血管、温度等观察和检查，来诊断某些病症和判断预后的方法。20世纪50年代末．随着耳针系统化的同时，又发掘了根据病人在耳郭上出现的反应进行病症的诊断和鉴别诊断，而形成了耳诊。
近半个世纪来，国内外在通过耳郭(或耳穴)辅助诊断病症方面已进行了大量的实践和研究。由于人体患病时在耳郭上的反应只是全身反应的一小部分，耳郭体表与躯体、内脏相关的规律和原理尚未搞清，耳诊的成熟程度(含诊断指标的客观性、规律性和对诊断原理的认识等)远不如现有的血尿化验、心电图、脑电图、肌电图等生理指标，内窥镜和X线、CT、MRI等影像学等诊断，故在现阶段把耳诊理解为一种辅助诊断方法称其为耳穴辅助诊断更符合实际。
近半个世纪来，国内外对近百种病症进行了临床观察、总结经验，有的还进行了动物实验。使耳诊有了长足的发展．显示了对耳诊的研究无论在临床应用和揭示人体奥秘方面都具有很大的潜力。
目前已有的耳诊方法包括：①望诊法及染色法；②触诊法、测温法，③压痛法、压痕法；④电探测法；⑤刺激耳穴辅助诊断法。由于既往的耳穴专著几乎未专门列出刺激耳穴辅助诊断法，加之本法多数是西医或西学中的专科医师在研究和应用，除其本身的实用和理论价值外，本辅助诊断法的问世也是对我们针灸同行特别是耳针爱好者的鼓舞和支持。笔者特将刺激耳穴辅助诊断法的有关资料归纳简介如下，供同道参考。由于本内容所涉及知识面广，如有与原文献出入之处，恳请批评指正。
目前通过刺激耳穴辅助诊断的方法主要有：在x线造影中的应用、在胎心监护和胎儿生物物理象监护中的应用及在耳脉反射方面的探讨等。
1 耳穴辅助诊断法在配合x线造影中的应用
本法主要是利用刺激耳穴对某些平滑肌运动有双相调整作用的原理．配合有关脏器造影，达到减少假阴性、假阳性、减轻原有检查方法的痛苦、减少碘过敏反应等药物副作用的目的，目前已在胃肠、肝胆及尿路造影等方面有所研究和应用。
李锦标通过对112例用耳针配合X线胃肠检查患者的分析指出：耳针对胃肠功能及动力学的作用对鉴别胃癌和胃窦炎、鉴别瘢痕收缩与痉挛收缩有很大的实用价值。在低张静脉尿路造影方面，杨世军等在造影前用王不留行籽贴压肾、输尿管、膀胱、神门等耳穴，先揉压2分钟，使患者耳部有麻胀感，即予76％的泛葡胺或50％的泛影钠10～20 mL静脉注入，造影过程中每隔6～8分钟揉压耳穴1次，每次揉压2分钟，直到造影完毕。经过50例检查。并与654_2组30例对照，证明耳压组不仅所摄x片的肾脏轮廓、肾实质、肾小盏等显示的清晰度、肾盏及输尿管的连续性均显影清晰，无影像淡薄、模糊等现象。由于耳穴对泌尿系运动产生的抑制作用，不仅避免了常规压迫法因压力或压迫部位不当患者无法忍受而致造影失败的问题，而且无采用山莨菪碱法给患者带来的口干、脸红、心率加快、排尿困难和一过性视物欠清等副作用。如曾有2例多发性尿路结石病人。因青光眼、前列腺炎，加上老年体弱不能用常规压迫法和药物性低张静脉造影而改用针刺耳穴低张静脉造影获得成功。陈峭用同上方法进行低张静脉尿路造影58例，验证了杨世军等的经验。此外，刺激耳穴在钡灌肠和输卵管造影方面也有所应用。
蔡要平还在逆行胰胆管造影的基础上，观察了电刺激耳胰胆穴对Oddi氏括约肌的影响。他们将特制的测压导管，由纤维十二指肠镜引入十二指肠降部，对62例受检查者进行了测试．观察了对右耳胰胆穴电刺激、右耳眼穴电刺激及肌肉注射阿托品前后Oddi氏括约肌肌压力变化的情况，结果是电刺激胰胆穴后Oddi氏括约肌基础压力平均下降34．3％，收缩期压力下降41．0％，明显高于电刺激眼区组并略高于阿托品肌肉注射组，证明电刺激耳胆穴有肯定的使Oddi氏括约肌松弛的作用。他还观察到电刺激右耳胰胆区组35例中有14例刺激5分钟后可见十二指肠开口部呈现扩开状态，其中3例开口部达3 mm左右。
尽管刺激耳穴在配合x线造影中的应用目前还只是在少数单位放射科医师中探索和试用，但已初步显示了中西医结合有利于病人、有利于医学的发展。急需加强相互交流．深入研究。
2 耳穴辅助诊断法在胎心电子监护和胎儿生物物理象监护中的应用
胎心电子监护是指对产妇分娩前胎心的监护，目前最常用的是无负荷试验(NST)．一般是对孕期28周以后的产妇，每周进行一次监护，每次观察20分钟内胎心率至少应随胎动出现2～3次加速，加速幅度应大于或等于15次／分钟，持续15秒为正常。如未达上述标准则为无反应，提示胎儿安全性差。
胎儿生物物理象监护(BPS)是指通过胎儿电子监护仪及B超对产妇分娩前的NST、胎儿呼吸运动(FBM)、胎儿肌紧张(FT)、胎动(FM)和羊水池最大深度(FAV>、羊水粪染(FAD的综合监护内容，用计算出的Apgar评分来表示。如Apgar评分≤6分者提示胎儿可能有宫内窘迫、预后不良。
既往为了避免宫缩开始后对胎儿的威胁，对上述NST无反应或Apgar评分≤6分者一般宜及时进行剖宫产以确保胎儿安全。但由于胎儿生理性睡眠等因素也会导致一过性NST无反应或BPS Apgar评分≤6分的假象。有经验的医生常采用压胎头、推动胎儿或给予声音刺激等可使部分NST无反应的产妇出现反应，但有的结果仍不肯定或使用上有局限。1989年以来人们发现刺激耳穴内生殖区等能唤醒处于生理睡眠的胎儿，减少上述假象。从而明显降低剖宫率。
羊水过少是常见的妊娠并发症，剖腹率及难产儿发病率均很高。天津医科大学第二医院产科对1989年10月一
1993年9月在该院分娩的、妊娠39～42.5周、明确诊断为羊水过少(B超诊断羊水过少，72小时内终止妊娠时收集的羊水量≤300 mL者)的初产妇303例，其中应用针刺双耳内生殖器区压痛反应点并对BPS Apgar评分进行综合评价的203例为观察组，其余100例经B超诊断后未进一步监测者为对照组进行了对比观察。结果是观察组显著降低了NST的假无反应率．唤醒了生理休眠状态的胎儿，降低了以胎儿宫内窘迫为指征的剖宫率。试行对部分羊水过少耳针刺激有效者在严密观察下引产及阴道试产，剖宫率仅58.1％(118／203)与对照组92.0％(92／100)比较。观察组剖富率显著低于对照组(P
为了降低NST的假象无反应率，刘新生等对258例妊娠37～44周的单胎孕妇随机分设了单纯NST组和耳压(内生殖器穴)加NST组进行了前瞻性对照研究，结果单纯NST组258例中无反应者54例，其中仅8例预后不良，假无反应率为85.18％，耳压加NST组258例中无反应者9例中有6例预后不良，假无反应率为33.33％，证明耳压加NST的方法在预测胎儿预后方面比单纯NST为优，对单纯NST无反应者可加用耳压再继续观察，因耳压降低NST试验的无反应率与耳压可促进胎动．从而认为耳压加NST是一种简便、安全、临床价值较高的产前监护试验，可在临床中推广应用。
3 心耳反射、血管自主信号和。耳郭、躯体7个频率响应区等在辅助诊断中的研究和应用
3．1 心耳反射
心耳反射是Nogier P发现的一种刺激患者耳郭上与病症相关部位的皮肤时，会在刺激后2～3个脉搏波出现波幅加大或变小的改变，有时也可在第2～3个脉搏波无变化，而在第10～15个脉搏波出现波幅变化，医生根据刺激后引起脉搏渡波幅变化的耳郭部位。来辅助诊断患者所患病症的方法。所用的刺激除用医生手指或铅笔尾部的橡皮轻轻接触外，还可用高于或低于室温的冷(热)金属接触，或白光或不同频率的色光刺激；刺激的部位除耳郭外。前额、躯干前部、盆腔、四肢和身体后部的某些与病症相关的部位均可引起脉搏波幅的改变。从而有辅助诊断某些病症的作用。测脉搏的方法不同于一般的中医脉诊，而是主张令患者仰卧。医生站在患者头后方，用拇指尖触于桡动脉，以把指甲横向与血管走向垂直为好。
3．2血管自主信号
1982年以后，Nogier P在研究心耳反射作用机制中发现，心耳反射并非耳郭皮肤与心脏的简单反射，其实是一种有自律神经参与、并受患者的病理学改变影响、通过高级中枢、有其复杂的神经通路的血管反射，故将其改名为血管自主信号(VAS)。VAS还是形成按神经、血管、骨骼、内脏、内分泌各个系统绘制的耳的基础。Bourdiol R等还将VAS称为Nogier动脉反射(简称NAR)，并强调提出“没有这一信号，耳医学就不复存在，这一信号是机体真正的发言人”。
3．3“耳郭、躯体7个频率响应区”
（上海飞机设计研究院，中国 上海 201210）
【摘 要】为了减缓冲压涡轮机（RAT）运行时的振动问题，从支持动刚度的角度认识其振动原理，并建立解决该问题的方法。首先介绍了动刚度的概念和基本理论，并介绍了动刚度分析的一般方法和步骤，然后基于有限元模型，计算了RAT支持结构的模态，并基于模态频率响应分析法利用HyperMesh/OptiStruct软件实现了RAT支持结构关键点的动刚度曲线的绘制，最后对模态计算结果和动刚度曲线进行了分析，总结了RAT动刚度分析的一般方法。
关键词 动刚度；支持刚度；模态分析；频率响应；冲压涡轮机
0 引言
在民用飞机冲压涡轮机（RAT）的设计中，常常发生由于安装刚度不足从而引起RAT运行时结构剧烈振动的情况，严重时甚至有可能发生结构破坏。所以仅仅考虑RAT的静态支持刚度是不够的，因为RAT在释放后开始工作时桨叶在空气中旋转会产生一个振动的机械环境。如果此振动的激振频率接近RAT支持结构的固有频率，那么将可能引发结构共振，RAT的振动会急剧变大并导致支持结构的动应力迅速增加，从而破坏结构。因而在RAT设计的前期就需考虑此振动的影响。本文引入了动刚度的概念对RAT的此类问题进行分析。动刚度表征了结构在动载荷下抵抗变形的能力[1]，动刚度不足RAT的振动变形就大，就会产生较大的动应力使结构提前发生疲劳破坏。通过动刚度分析，可以较早的发现结构动态设计的不足，便于设计修改；如若在后期发现问题，则结构的修改空间很小，而且会增加飞机的重量。所以在RAT支持结构的设计过程中，进行动刚度分析是非常有必要。
1 动刚度的概念
为了便于理解动刚度的概念，可以以单自由度系统受简谐激振力作用为例探讨动刚度的原理。如图1所示。
在机械振动学中，动刚度定义为结构产生单位振幅所需要的动态力，表征了结构在动载荷下抵抗变形的能力。对于受简谐激振力的单自由度系统，其动力学方程为[2-3]：
由此可知，结构的设计动刚度与静刚度和阻尼比ξ成正比。提高结构的静刚度及阻尼比均可以提高结构的设计动刚度。
2 动刚度分析方法
由动刚度的表达式可知，RAT支持结构的动刚度分析问题关键是求得分析点在时变激振力下的振幅。其基本方法是模态频率响应分析法[4]。模态频率响应分析是计算在稳态激励下结构动力响应的一种常用方法。通过模态频率响应分析，可以求出RAT支持结构在不同激振频率下的位移和加速度响应，得出相应的频率响应曲线，进而可以求得动刚度曲线，预测结构的动态特性，验证设计能否克服共振、疲劳及其受迫振动引起的结构破坏。动强度分析的一般流程为：确定结构的分析点；建立结构有限元模型；结构模态分析和绘制动刚度曲线。
3 计算分析
3.1 动刚度分析点的选择
RAT支持结构的振动是由其桨叶振动传导至各安装点产生的，严重影响到RAT支持结构的寿命。因此，各安装点X、Y、Z向的动刚度分析十分重要。本文选取RAT的安装点作为动刚度分析点，载荷输入点与响应点取同一点。[5]
3.2 有限元模型
1）利用HyperMesh/OptiStruct软件，建立某型号飞机的RAT支持结构的有限元模型。
2）首先计算结构的模态，然后根据模态计算结果，考察在所需分析的激振频率范围内的响应。由于计算阶次的数量将直接影响计算精度，所以依据通用有限元软件推荐的模态提取的最高频率至少应为分析频率的两倍的原则设定计算阶次的数量。
3）采用结构阻尼系统，结构阻尼主要是由于不完全弹性的结构材料的内摩擦和在结构的固定连接处、接触面之间的摩擦力引起的，又称迟滞阻尼，人们对其了解还不充分，常采用等效粘性阻尼的方法。一般结构阻尼系数在0.05到0.15之间[5]。
3.3 结果分析
1）RAT支持结构的模态分析
分析RAT支持结构模态频率目的是找出该多自由度系统在此激振力频率范围附近的固有频率。因为在此频率范围内的动刚度反映了RAT正常工作时振动的严重情况。当RAT安装点的某阶固有频率出现在此范围附近时，RAT与支持结构就会发生共振。因此RAT安装点处的结构动刚度设计应该避开此频率范围，并可以定量的看出该频率处动刚度多大程度影响振动特性，这样才能为RAT安装刚度的设计提供好的参考依据。
2）RAT支持结构动刚度分析
RAT安装点处的动刚度曲线如图3所示：
以某型飞机为例，RAT正常工作时外部激振力的频率在400左右，通过图3所示的动刚度曲线看出，该安装点x向的动刚度在RAT的工作频率处为刚度极值，此结构在RAT正常运行时振动幅值也相应为极小值，符合设计目标。
4 结论
根据动刚度的概念，建立了一套基于有限元方法实现了民用飞机RAT支持结构的动刚度分析的方法，该方法可以对RAT支持结构的设计提供参考依据，并为同类型旋转件的安装结构的设计分析提供了参考。
参考文献
［1］徐贤发，王希诚，郭军朝.动刚度分析在汽车车身开发中的应用研究[C]// 上海：Altair 2009 Hyperworks技术大会会议论文集.2009，7.
［2］田利思，李相辉，马越峰.MSC.Nastran动力分析指南[M].北京:中国水利邮电出版社，2012，1:61.
［3］胡海岩.机械振动基础[M].北京:北京航空航天大学出版社，2005，7.
［4］田利思，李相辉，马越峰.MSC.Nastran动力分析指南[M].北京:中国水利邮电出版社，2012，1:59.
关键词：二次寄生通带抑制 微带滤波器 倒置转换 Richards变换
中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2013）03（c）-0009-02
A Micro-Strip Filter with Powerful Suppression in the Second Spurious Band Based on Immittance Inverters
Guo Xuefeng， Fang Lijun
（No.38 Research Institute of CETC， Anhui Hefei 230088， China）
Abstract：From the prototype of Butterworth band-pass filter， using immittance inverters and Richards transformation， a micro-strip filter with powerful suppression in the second spurious band is designed. The simulation results show that the 3dB pass-band is 4.1～4.9 GHz， and the suppression on the second spurious band is larger than 50dB. The design methods introduced here are simple， high efficiency， and universal. The final micro-strip filter has a small structure and is easy to manufacture.
Key words：the second spurious band suppression；micro-strip filter；immittance inverter；Richards transformation
频率源的谐波输出会影响混频器的线性度，通常需要一个带通滤波器抑制频率源输出的高次谐波信号。在低频段，基于Butterworth或Chebyshev原型的LC滤波器能够满足这一应用。在微波频段，也有许多高性能的滤波器能够胜任这一工作，但大多数不能满足频率源小型化与集成化的设计要求。这时LC器件由于本身自谐振频率的限制而不能使用，微带滤波器成为一种较好的替代方法，如何设计高性能、小体积的微带滤波器成为必须解决的问题。
在微波频段，低通滤波器的实现可以对低通原型应用Richards变换和Kuroda规则得到[1]。但由于带通滤波器原型中含有的LC串联电路没有适用的Kuroda规则，因此无法进行转换。常用的微带带通滤波器是平行耦合线结构。缺点是该滤波器的频率响应具有周期性，在通带的谐波位置产生了寄生通带。微带滤波器寄生通的抑制方法通常有缺陷接地结构（DGS）和阶梯阻抗谐振器（SIR）[2]。但是这两种结构设计复杂，需要进行专门的学习和研究。
鉴于VCO谐波能量依次递减的规律，能够抑制二次谐波的滤波器就能够满足基本的工程应用。而Richards变换的特性使滤波器的频率响应被限制在[0，2f0]区间[3]，从而在二次谐波寄生通带处形成一个阻带。为了利用这一特点，本文应用倒置转换器把Butterworth带通滤波器中的串联LC电路变成能够应用Richards变换的并联LC电路，最终完成滤波器设计。仿真结果表明，滤波器3 dB通带范围4.1～4.9 GHz，对二次谐波处寄生通带的抑制大于50 dB。本文的设计方法简单高效，具有通用性；得到的微带滤波器结构小巧，易于实现。
1 倒置转换[4]
最简单的倒置转换器就是λ/4传输线段。如果传输线段的特性阻抗为Z0，其端接负载为Z2，则经λ/4传输线变换后的输入阻抗。可以看出Z1和Z2之间有倒置关系，Z2是容性，Z1就是感性。这样就可以用一个并联的LC谐振电路两边各接一段λ/4传输线等效串联的LC谐振器。假设串联谐振电路的电感量Ls，电容量Cs；并联谐振电路的电感量Lp，电容量Cp，λ/4传输线特征阻抗Z0，它们之间有如下关系：
（1）
2 滤波器设计
本文的设计目标是一个中心频率 4.5 GHz，通带800 MHz，二次寄生通带抑制度50 dB的带通滤波器。首先按照Butterworth原型设计滤波器。按式（1）式的关系做倒置转换，把串联LC谐振电路变成λ/4传输线和并联谐振电路。为了微带线布线方便，设置λ/4传输线的特征阻抗为100 Ω，然后应用Richards规则，将并联接地的电容电感替换成并联开路或短路短截线。变换成微带电路之后的仿真结果示于图1。
对理想微带滤波器的仿真表明，由于微带线周期性的频率特性，滤波器的频率响应也呈现周期特性，LC滤波器的频率响应被限制在[0，2f0]区间，在偶次谐波处表现为阻带，在奇次谐波出表现为寄生通带，而常用的平行耦合线带通滤波器在每个谐波处都有寄生通带。版图中两端为50 Ω微带线，短路短截线通过接地孔接地。
由原理图直接生成的版图虽然可以制作，但面积过大，不宜应用。这里对Richards变换做了一些调整，也就是不用λ/8的传输线做短截线，而是把短路短截线的特征阻抗做成100 Ω，并尽量短；开路短截线做成扇形，不但减小了短截线的面积，改善了滤波器性能，还具有一定的美观性[5]。图2是HFSS中的滤波器模型。最终的滤波器面积较小，仅为16.1 mm×8.4 mm。
调整后的版图减小了滤波器的面积，但对频率响应有一定影响。首先是通带频率便窄，这一点可以通过将LC滤波器原型的通带加宽进行补偿。其次是滤波器的频率响应不再具有规则的尖锐的阻带特性。图3是仿真结果，可以看出，由于Richards变换没有使用λ/8的传输线做短截线，导致阻带最低点没有落在二次谐波处。虽然阻带频率有偏移，但滤波器在二次谐波处有50 dB的插损，仍然满足本文的使用条件。最终滤波器仿真结果为3 dB通带频率4.1～4.9 GHz，对二次的谐波抑制达到50 dB。
3 结语
频率源输出端口链接的带通滤波器能够抑制频率源输出的高次谐波，提高混频器的线性度，不可省略。为适应频率源小型化和集成化的趋势，可以采用微带滤波器完成这一功能。微带滤波器具有易集成的优势，但通常谐波抑制性能较差。利用微带线的频率周期特性，可以设计出具有很强二次寄生通带抑制性能的带通滤波器。本文从LC滤波器的原型出发，完整地阐述了LC带通滤波器到微带滤波器的转换方法，并设计了一个微带带通滤波器。这种滤波器的设计方法简单高效，具有通用性；得到的微带滤波器结构小巧，易于实现；且比常用的平行耦合线带通滤波器有更好的寄生通带抑制作用。这种滤波器不仅可以用在频率源的输出端，也可以用在混频器后，或任何二次谐波较严重的地方。
参考文献
[1]王汉江，吴姣，杨维明，等.基于Richards变换与Kuroda规则的微带低通滤波器的设计仿真[J].湖北大学学报，2010（4）：398-402.
[2]冯丰.微波滤波器寄生通带的抑制方法研究[D].上海：上海交通大学，2007.
[3]ReinholdLudwing，PavelBretchko.射频电路设计：理论与应用[M].王子宇，张肇仪，徐承和，等，译.北京：电子工业出版社，2002.
关键词：声音制式 杜比SR•D DTS SDDS
序言
自从1927年华纳公司推出了第一部有声电影《爵士歌王》， 电影便成为一种声画结合的视听艺术，声音的制作与还放成为其重要的内容与环节。但是，在有声电影诞生的初期，由于技术的原因，声音主要表现在点声源和一种平面声的作用上。
随着科学技术的不断发展，电影声音的记入模式与还放制式发生了很大的变化，记录媒体从光学录音、模拟磁性录音发展到今天的数字录音，还放制式也从单声道、模拟立体声发展为数字多声道环绕立体声。
电影数字立体声的快速发展使得各种声音制式竞争异常激烈，经过竞争与选择，到20世纪90年代初，基本形成三种制式为主的格局，即：英国杜比公司的SR•D、美国环球公司的DTS和日本索尼美国电影公司的SDDS，这三种制式与以前的模拟立体声相比其共同优点是：音质好、声音清楚、失真度小、动态范围大、临场感强等，并各具特长。
一、杜比SR•D
DolbySR•D也叫杜比数字（Dolby Digital），由杜比实验室推出。1991年第一部运用杜比数字的电影《蝙蝠侠》诞生。杜比SR•D系统是5.1路的环绕立体声制式，由6个声道组成,声音分配为：电影银幕后面左、中、右三路，观众厅左环绕和观众厅右环绕各一路，低频效果声一路，共六路。它是在SR模拟立体声的基础上发展起来的一种声画合一的单系统电影数字立体声数字光学声迹。采样频率 32KHz、44.1KHz、并支持 48 kHz、动态范围120dB、压缩比为10:1。SR•D从技术角度看很有优势，兼容性好、声画合一，并被DVD、HDTV等音视频产品采用。该系统采用Dolby AC-3多声道音频编码系统，即利用人的心理声学和信道间的冗余度进行编码。
DolbySR•D 电影数字立体声是杜比公司电影立体声的第三代产品。第一代产品是将A型互补降噪技术与矩阵4-2-4立体声编、解码技术相结合的A型4-2-4电影立体声。第二代产品是继A型4-2-4电影立体声之后，将降噪技术频谱录音(SR)与A型4-2-4矩阵技术相结合，于1998年推出SR型4-2-4光学立体声声迹。SR•D电影数字立体声作为第三代产品，它是在SR 型4-2-4模拟光学立体声的基础上，于1991年完成的一种在35mm影片上同时记录有模拟立体声和数字立体声的光学立体声迹，其中SR 声迹仍为SR型4-2-4声迹，D 声迹记录在靠近模拟声迹一侧的齿孔之间的胶片上，它是用二进制数字0或1的方式，把5.1路数字光学声迹记录下来，还音时通过AC-3解码器进行解码。
DolbySR•D 电影数字立体声突出的特点是解决了在同一胶片上印有数字和模拟两种声迹，这不仅解决了数字声迹影片既可在数字影院放映又可在模拟影院放映的问题，并且当数字声迹放映出现故障时，可自动转换为SR模拟立体声方式，也就是说它具有自动转换和兼容SR和A型模拟声迹的功能。
电影DolbySR•D数字立体声的特点主要体现在：
1、比模拟声的频率响应宽
杜比A型立体声的频率响应是30Hz-12.5KHz；杜比SR立体声的频率响应是25Hz-14KHz；杜比数字立体声SR•D的频率响应是20Hz-20KHz，由此可见，SR•D有这么宽的频率响应，对所有原声场的还原，特别是音乐的还原绝对是最逼真的。
2、声道分离度高，失真度小
杜比A型立体声声道间的分离度是25dB；杜比SR立体声声道间的分离度是30dB；杜比数字立体声SR•D声道间的分离度是60dB。相邻通道的分离度越好，串音就越少，立体声的层次感也才能更好的表现出来，从以上数据可以看出，SR•D声道间的分离度是最好的。
佩戴就是舒服
对于游戏用户而言，耳机需要长时间佩戴在头上，这就要求耳机的耳垫十分柔软和舒适，头环的压力要小，耳机不能压迫头部的血管引起不适。而头戴式耳机大都采用封闭结构，具有完全遮蔽整个耳廓的耳罩，通过自带的软音垫来包裹你的耳朵，相对耳塞式、挂耳式等耳机来说，头戴式耳机在佩带的舒服度方面比较好，同时还不会伤害耳朵。
头戴式耳机外观相对较大，由于音垫可以在噪音大的环境下使用而不受影响，对耳朵压迫较大以防止声音出入，声音正确定位清晰，让我们感觉与世隔绝来享受音乐的美妙，同时，很多头戴式耳机都具备了麦克风功能，如果需要进行网上语音聊天的朋友，可以购买这类具有麦克风功能的头戴式耳机。总之而言，头戴式耳机适合多场所使用，特别是人多的地方，比如大学寝室或办公室等场所。
百分百的追求
质量也许是我们最为关心的话题，好的耳机可以让你感受游戏声效的临场感觉，差的耳机会让本来具备动听的音乐失去光芒，所以在选购耳机时，首先我们留意耳机外观是否平滑，做工是否精细。其次要观察耳机采用的塑料是否有粗糙感，耳机的引线线径是否比较粗。最后要观察耳机的插头做工是否规范、工整、有无毛层、镀层是否平滑均匀等。
性价比不仅仅有好的质量就可以，如果质量好，价格却很昂贵，同样不是我们所要追求的。一般而言，要获得比较完美的音乐效果，我们强烈建议不要购买价格在50元左右的产品，一般情况下，耳机的最低要求应该达到20Hz--20KHz的频率范围，灵敏度要大于94dB/MW，最大功率要大于100MW，谐波失真要小于0.5%等，价格在100元以上的耳机都可以达到这些标准，如果达不到这些要求，建议不要购买，虽然价格便宜，但效果会让你失望。
一万个决绝理由
对于耳机来说，尽管其不被很多PC用户所关注，但对于发烧游戏或发烧音乐用户而言，耳机甚至比显卡都重要，因此动辄购买上千元的耳机对他们而言也是常事，对于SONY这类经典耳机厂商的产品而言，一直受到不少用户的追捧，为了追求更高的利润，不少JS开始对高端耳机进行仿冒，所以，在200元以上的耳机市场，仿冒耳机的事情是时常发生。
用户在购买耳机时，首先看包装印刷，假的一般比较粗糙，颜色不正，包装款式不同（购买之前可以去专卖店看正品的样子），里耳机工艺不精良，气孔等部分的边缘会存在毛刺，线材质感差，插头款式不对。所以，选择信誉好的商家也很重要，有的商家信誉很差，卖出去的东西就不负责任了，这样我们花了钱买回来的却是一肚子麻烦。
事实上，对于大部分品牌耳机而言，如果大家真的没有任何识别经验，最简单实用的方法就是购买时当场刮开防伪标签，然后拨打防伪标签上提供的电话进行查询。拨号防伪电话后会提示你输入产品上的序列号码以确认是否是正品。如果是假货，对方会告诉你已经超过了数据库的保存时间或已经被多次查询。
相信自己的耳朵
从表面上来说，一款工艺品质出色，价格合理的品牌耳机，它几乎是你所要选择的目标，但是，在我们还没十足满意之前，购买时我们需要进行现场试听，当然，这主要看你自己是否相信自己的耳朵了，如果你没有听觉感受能力，最好邀请一位有类似经验的朋友陪同购买并试听，在试听时，最好选用动态较大，音质效果一流的CD音乐来试听，可以让耳机更好的发挥潜能。试听时要是耳机里一直有“沙沙沙”的声音或声音失真严重，可千万不能购买这样的产品，只有立体声效果好，音色纯而静、效果逼真、高低音发声明显等才能让我们满意。
确定一款耳机已经在音质上过关，这也并不意味着它最适合你，因为根据耳机的声音特点，不同厂商的耳机，其都有自己的发声特点，欧洲耳机（如拜亚、森海塞耳、AKG等）大致上音色比较相近，主要体现真实、清晰、清淡如水；美国耳机（如高斯、爱丽丝、歌德等）则让人感觉声音富有激情、人性化、有朝气；日本耳机（如SONY等）声音温暖、高低频延伸好；而国产耳机则比较杂乱，由于技术采用仿冒甚至直接OEM产品，并没有自己的独特风格，选购时大家可以通过自己的耳朵去感觉。
AKG K26P
AKG K26P采用了封闭式耳罩设计，可有效隔绝外界不良噪音的干扰，不过封闭式的耳罩在夏天使用时使用者会觉得比较闷热，其32欧姆的低阻抗设计使其非常容易被低功率的随声听推动。K26P头带是有两根钢带交错形成的，可以根据使用者的需要拉出、缩回，耳机处有两个关节，能保证海绵垫比较紧实的贴近耳朵，可以起到保护耳朵的作用， K26P宽厚流畅，带着那种淡淡的甜润，适合流行音乐、观看DVD电影的聆听。
什么是高保真耳机？
国际电工委员会IEC581－10标准中高保真耳机的主要性能是：频率响应不小于50Hz到12500Hz；典型频率响应的允许误差3dB；频率响应曲线的斜率不超过每倍频程9dB；在250Hz－800Hz内左右单元在同一倍频程带宽内平均声压级之差不超过2dB；100Hz－5000Hz范围内，声压级为94dB时，谐波失真不超过1％，100db时不超过3％；耳机的频率响应在2KHz－5KHz之间允许有所下降，以改善透明度和空间感。
静音散热器推荐
拜亚动力 DT231
拜亚动力 DT231是一款采用封闭式的头戴耳机，可与随身听，CD机、电脑等设备一起使用，单边接线让你有更大的活动空间，柔软的平压式耳垫保证长时间使用也无不适感。低音有力，中高频平衡，间色自然，其标称频响为20-18,000Hz，标称总谐波失真
森海塞尔HD437
森海塞尔HD437属于一款头戴式娱乐型耳机，所以没有提供线控和麦克风功能。耳机的频率响应为21-18000Hz，总谐波失真小于0.5%，耳机单元很大，采用贴耳式设计，该耳机低频很有特点，量足，而且声音有弹性，所以比较适合摇滚听摇滚乐。中频算是中规中矩，高频有些偏暗，但比较饱满，听人声效果不错，但是声音的清晰度略差。另外具备了3米线长，同时还设计了收线夹，这样不论在家里连接电脑，还是上街时接MP3都能收放自如。
飞利浦HP800
飞利浦HP800是一款头戴式娱乐型耳机，用料扎实，做工精细，频率范围为10-28khz，灵敏度为104dB，耳机采用全包耳式单元设计，保证了其舒适的佩带感觉。由于是娱乐型耳机，所以并也没有提供线控和麦克风功能，但可以很好的胜任随身听、PC游戏以及电脑音乐聆听等方面要求，音品质表现平衡，尽管体积较大，但是由于采用轻量化设计，并且采用大口径的驱动单元，在同价位耳机中，其音质表现有一定的优势。
一、杜比SR?D
DolbySR?D也叫杜比数字，杜比SR?D系统是5.1路的环绕立体声制式，由6个声道组成，声音分配为：电影银幕后面左、中、右三路，观众厅左环绕和观众厅右环绕各一路，低频效果声一路，共六路。它是在SR模拟立体声的基础上发展起来的一种声画合一的单系统电影数字立体声数字光学声迹。采样频率 32KHz、44.1KHz、并支持 48 kHz、动态范围120dB、压缩比为10：1。SR?D从技术角度看很有优势，兼容性好、声画合一，并被DVD、HDTV等音视频产品采用。该系统采用Dolby AC-3多声道音频编码系统，即利用人的心理声学和信道间的冗余度进行编码。
DolbySR?D 电影数字立体声突出的特点是解决了在同一胶片上印有数字和模拟两种声迹，这不仅解决了数字声迹影片既可在数字影院放映又可在模拟影院放映的问题，并且当数字声迹放映出现故障时，可自动转换为SR模拟立体声方式，也就是说它具有自动转换和兼容SR和A型模拟声迹的功能。
电影DolbySR?D数字立体声的特点主要体现在以下几方面：
（一）比模拟声的频率响应宽
杜比A型立体声的频率响应是30Hz-12.5KHz；杜比SR立体声的频率响应是25Hz-14KHz；杜比数字立体声SR?D的频率响应是20Hz-20KHz，由此可见，SR?D有这么宽的频率响应，对所有原声场的还原，特别是音乐的还原绝对是最逼真的。
（二）声道分离度高，失真度小
杜比A型立体声声道间的分离度是25dB；杜比SR立体声声道间的分离度是30dB；杜比数字立体声SR?D声道间的分离度是60dB。相邻通道的分离度越好，串音就越少，立体声的层次感也才能更好的表现出来，从以上数据可以看出，SR?D声道间的分离度是最好的。
（三）声音定位好，环绕声能分离成左环绕和右环绕
环绕声能分离成独立的左、右二路，这就是SR?D数字立体声比SR4-2-4模拟立体声更具立体声优势的特点之一。明确的方位感使声音更丰富、更有层次、更有流动感，声像定位也更精确，给影片的声音的体现提供了更丰富的手法。
（四）有真正的低频效果声
SR?D立体声的低频效果声技术却是在录制时做好的，有单独的一个通路，它的重现带宽为25Hz-120Hz。这种真正的次低音效果使影片的声音更加浑厚、有力。
二、DTS
Dolby Digital是将音效数据存储在电影胶片的齿孔之间，因为空间的限制而必须采用大量的压缩的模式，这样就不得不牺牲部分音质。DTS公司用一种简单的办法解决了这个问题，它采用了特殊的声画分离的双系统，即把音效数据存储到另外的CD-ROM中，使其与影像数据同步。在电影院中，数字声迹记录在CD-ROM光盘上，由专用的光盘驱动器读取，这样不但空间得到增加，而且数据流量也可以相对变大，更可以将存储音效数据的CD更换，另外，在拷贝的模拟声迹与画幅之间录有时间同步码，用来控制光驱还音与画面的同步。DTS具有六路和四路两种格式，六路格式也是5.1声道，分左中右三路，频响为20Hz-20kHz；左右环绕，频响为80Hz-20kHz；低频效果声声道，频响为20Hz-80Hz。环绕声道中80Hz 以下的信息也放在超低音声道中，这一点和杜比数字相同，但DTS声音处理采用了英国音频处理技术公司的APT-X100数码压缩技术，数字压缩比为4：1，仅为杜比AC-3压缩比的1/4。压缩比越低，占用的记录空间越大，其重放音质就有可能越好，加之DTS采取高比特、高采样率等措施，使之对原声重现的追求上就更进了一步，且DTS动态范围为138dB、采样频率为48kHz，因此DTS被很多人认为比Dolby Digital具有更好的效果。DTS将继续在电影和多声道音乐的领域充当重要的角色，给电影和音乐创作者提供更大的创作空间和条件，也给影音消费者提供更多的数字音频乐趣。
三、SDDS
1994年8月推出的索尼动态数字立体声SDDS是电影业最新、最先进的数字立体声制式，该系统共有八个声道：左、左中、中、右中、右、左环绕、右环绕及低频效果声声道。SDDS使用一种5：1压缩技术，采样频率44.1kHz、动态范围105dB、频率响应5Hz-20kHz（+-1dB）。使用ATRAC编码方式把声音信息记录在胶片的两边，使用这种算法可以保持100%的数据冗余量，经过测试可以放映500次以上质量不会有所降低，SDDS灵活性大，通过不同组合，可生成8、6、4和5.1声道各种立体声制式。
安装SDDS系统不要求对模拟A环（光学预放器和降噪器）作不必要的升级，把隐藏着的模拟A环升级费用包括在内之后，采用SDDS常常成为影院升级到数字声的最便宜的途径。
尽管所有数字立体声制式比起几年前的模拟立体声制式来说，都能提供可以听得出来的音质改进，但SDDS在传送最高质量的声音上是唯一的和最优秀的。 SDDS在以下几个重要方面超过了其它的数字立体声制式：
1.声道的数量，系统自含的数字信号互补和音频编码技术。别的数字制式有最多六个声道，SDDS则可以容纳多达八个声道。SDDS采用高度的数字信号互补或称误差校正，在通过胶片接头或影片损坏时，仍然保持声带的数字放音状态，没有因转回模拟声带造成还音质量下降而引起观众注意的问题。
2.SDDS采用ATRAC的数据压缩专利技术，这种技术既能保持录音声道的真正分离，又能得到非常好的声音质量。当在众所周知的SONY名下把这些技术因素汇集在一起时，观众所听到的影片声音是任何一种其他的数字制式所不能复制的。
关键词：低通巴特沃斯滤波器 MATLAB 仿真
中图分类号：TN911.7 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）02-0124-01
1 巴特沃斯滤波器原理
巴特沃斯滤波器是电子滤波器的一种，这种滤波器由英国工程师斯替芬·巴特沃斯（Stephen Butterworth）在1930年提出，它的特点是通频带内的频率响应曲线最大限度平坦，没有起伏，而在阻频带则逐渐下降为零。可以构成低通、高通、带通和带阻四种组态，是目前最为流行的一类数字滤波器 ，经过离散化可以作为数字巴特沃思滤波器，较模拟滤波器具有精度高、稳定、灵活、不要求阻抗匹配等众多优点，因而在语音、图像、通信、雷达等众多领域得到了广泛应用，是一种具有最大平坦幅度响应的低通滤波器。
2 MATLAB简介
MATLAB是美国MathWorks公司出品的商业数学软件，用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，主要包括MATLAB和Simulink两大部分。它将数值分析、矩阵计算、科学数据可视化以及非线性动态系统的建模和仿真等诸多强大功能集成在一个易于使用的视窗环境中，为科学研究、工程设计以及必须进行有效数值计算的众多科学领域提供了一种全面的解决方案。MATLAB主要应用于工程计算、控制设计、信号处理与通讯、图像处理、信号检测、金融建模设计与分析等领域。在信号处理中低通巴特沃斯滤波器常用的函数包括：
2.1 buttord函数
[N，wn]=buttord（wp，ws，rp，rs，'s'）
用于计算巴特沃斯数字滤波器的阶数N和3dB截止频率wn。其中，调用参数wp，ws分别为数字滤波器的通带、阻带截止频率的归一化值，要求：0≤wp≤1，0≤ws≤1（1表示数字频率pi）。当ws≤wp时，为高通滤波器；当wp和ws为二元矢量时，为带通或带阻滤波器，这时wn也是二元向量。
rp，rs分别为通带最大衰减和组带最小衰减（dB）。
2.2 butter函数
[B，A]=butter（N，wn，‘ftype’）
计算N阶巴特沃斯数字滤波器系统函数分子、分母多项式的系数向量B、A。其中，调用参数N和wn分别为巴特沃斯数字滤波器的阶数和3dB截止频率的归一化值（关于pi归一化），一般是调用buttord（1）格式计算N和wn。系数B、A是按照z-1的升幂排列，ftype为滤波器的类型。
N，wn为butter函数的调用参数。
2.3 buttap函数
由[Z，P，K] = buttap（N）函数可设计出N阶巴特沃斯低通滤波器的零、极点。
3 仿真指标
设计一个低通巴特沃斯模拟滤波器，绘制滤波器的的幅频响应及零极点图。指标如下：
通带截止频率：WP=1000HZ，通带最大衰减：RP=3dB
阻带截止频率：Ws=2000HZ，阻带最小衰减：Rs=40 dB
4 程序
subplot（1，2，1）；%两个窗口，幅频图在第一个窗口
wp=1000；ws=2000；rp=3；rs=40；%指标参数设置
[N，wn]=buttord（wp，ws，rp，rs，'s'）%计算巴特沃斯低通滤波器的阶数和3dB截止频率
[B，A]=butter（N，wn，'s'）；%代入N和wn设计低通巴特沃斯模拟滤波器
[Z，P，K]=buttap（N）；%计算滤波器的零、极点
[h，w]=freqs（B，A，1024）；%计算1024点模拟滤波器频率响应h，和对应的频率点w plot（w，20*log10（abs（h）/abs（h（1）））） %画频率响应幅度图
grid；
xlabel（'频率Hz'）；ylabel（'幅度（dB）'）； %给x轴和y轴加标注
title（'巴特沃斯幅频响应'）
axis（[0，3000， -40，3]）；
line（[0，2000]，[-3，-3]）；
line（[1000，1000]，[-40，3]）； %绘制巴特沃斯滤波器的极点
subplot（1，2，2） %在第二个窗口画极点图
p=P'；q=Z'；
x=max（abs（[p，q]））；
x=x+0.1；y=x；
axis（[-x，x，-y，y]）；
axis（'square'）
plot（[-x，x]，[0，0]）；hold on
plot（[0，0]，[-y，y]）；hold on
plot（real（p），imag（p），'x'）
5 仿真结果
仿真结果如图1所示，由图可知仿真结果和低通巴特沃思滤波器特性基本一致。
6 结语
随着技术的不断发展，数字信号处理也会有长足的发展，低通滤巴特沃斯波器作为数字信号处理的一个很小的一个方面，它的仿真和设计也必将会越来越先进。
参考文献
[1]李钟慎.基于MATLAB设计巴特沃斯低通滤波器[J].信息技术，2003，03.
关键词：高速CCD；预放电路；寄生电容；高频补偿
中图分类号： TN386.5?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）15?0160?03
Design of preamplification circuit for high?speed multi?channel CCD
XUE Xu?cheng， ZHAO Yun?long
（Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， Chinese Academy of Sciences， Changchun 130033， China ）
Abstract： There are much more CCD output channels in high?speed imaging application and the speed of each channel is also much higher. Multiple amplifiers are needed to amplify the multiple output signals. It is very hard to make the amplifiers close to the CCD when the printed circuit board layout is carried out in the case of application of more amplifiers. Thus， the bandwidth is significantly limited by the parasitic capacitance produced by long wires of printed circuit board， and the low pass circuit formed by the output resistance of CCD. In order to eliminate the bandwidth limitation， the high frequency compensation is used in the circuit design. A method to cut out the ground plane at the feedback terminal of the operational amplifier is adopted to avoid self?oscillation of the amplifier circuit.
Keywords： high?speed CCD； preamplification circuit； parasitic capacitance； high?frequency compensation
0 引 言
电荷耦合器件（CCD）具有低噪声、宽动态范围、高速以及线性响应等优点。在高速成像应用中，CCD必须具有多通道输出的能力。通过多通道并行输出提高成像系统的速度。每个通道的速度也要保持较高的速度，通常每个通道的工作速度能达到25～40 MHz。CCD的输出电阻并不是很小，一般情况下其输出电阻可以达到300 Ω左右[1]。因此需要预放电路进行阻抗变换，使输出电阻变小。且要使预放电路尽可能靠近CCD。因为如果预放电路和CCD有一定距离时，电路板走线会存在一定的寄生电容[2]。该寄生电容和CCD输出电阻形成一阶低通电路，从而限制电路的带宽。然而，CCD多通道输出需要多个放大器对信号进行放大。当放大器数量较多时，电路板布局时就没有足够的空间使放大器靠近CCD放置。放大器不能靠近CCD放置，走线寄生电容就会限制带宽。所以只能通过高频补偿技术来扩展带宽。需要注意到是，高频补偿时一定不要导致放大器工作不稳定。此外高速运算放大器设计不当也极易产生自激振荡。因此，通过电路板设计中去除运算放大器反馈端地平面的方法避免自激振荡。
1 多通道CCD预放电路设计
多通道CCD预放电路中各个通道应该是完全一致的，这可以保证各个通道导致的成像结果具有一致性。因此，下面设计讨论一个通道的设计，其他通道采用完全相同的设计即可。首先对CCD输出电阻和电路板走线进行分析，如图1所示。CCD输出可以等效为电压源V和串联等效电阻[Rc]。走线可以直接用寄生电容[Cp]来表示。那么由于电阻和电容构成了低通电路，因此会限制带宽。式（1）给出其传递函数。
[Hw（s）=11+RcCps] （1）
可见存在一个极点[s=-1RgCp]，即系统在大于该极点对应频率后，响应会按照每十倍频程20 dB下降。
图1 CCD输出电阻和走线等效电容模型
为了不让该极点限制带宽，必须使用零点来抵消这一极点[3]。实现这一功能的电路如图2所示。该电路的传递函数由式（2）给出。该电路引入了一个零点[s=-1（Rg+Rf）Cg]。所以只有让该零点等于上述极点即可实现高频补偿。即满足式（3）即可。该电路在引入零点的同时也引入了一个极点[s=-1RgCg]，所以需要使该极点频率尽可能高，也即[Rg]的值要足够大。
[Hamp（s）=1+（Rg+Rf）Cgs1+RgCgs] （2）
[RcCp=（Rg+Rf）Cg] （3）
图2 CCD预放高频补偿电路
反馈网络的传递函数由式（4）给出：
[Hf（s）=1+RgCgs1+（Rg+Rf）Cgs] （4）
电路中的反馈网络并不会使放大器不稳定。因为反馈网络有一个极点，使得相位会产生延迟，但是反馈网络的零点则使相位产生超前。因此反馈网络使得相位先产生一定的延迟，然后在高频处回到了零相位[4]。这样不会对放大器产生稳定性问题。
2 CCD预放电路的电路板设计
高速运算放大器的电路板设计是电路实现的一个非常重要的部分。即使电路原理设计的再好，随意的电路板设计也会使电路达不到要求甚至产生问题。其中，高速运算放大器的稳定性会受到电路板设计的重要影响。电路板对电路性能的影响产生的主要原因是电路板的寄生参数问题[5]。例如一个运算放大器在电路实现后的等效电路如图3所示。
运算放大器的反相端对地电容对放大器的稳定性具有较大的影响。因为反相端的对地电容和反馈电阻[Rf]在反馈通路上形成了一个额外的极点，该极点使得相位延迟。相位延迟会使得在高频时，负反馈变成了正反馈，从而导致自激振荡。解决这一问题的方法就是把这一寄生电容去除。在具体电路板实现时，就是把反馈端下面的地平面去除。一个双通道的运算放大器布局布线图如图4所示。该放大器为DIP8封装，其中2脚和6脚为两个通道的反馈端。所以2脚和6脚下面的地平面要去除。而反馈电阻焊盘下面的地平面同样也要去除。这样反馈通道中的寄生电容就降到了最低，可以保证放大器的稳定工作。此外，放大器稳定工作和低噪声工作的前提是电源要合理去耦。图4中正负电源的去耦电容都尽可能近地靠近相应电源管脚放置。这样可以有效地降低去耦电路的等效电感，在较宽的频带内提供足够的去耦。
图3 运算放大器的寄生参数等效电路
图4 去除运算放大器反馈端地平面
3 实验结果
为了验证设计，对设计的电路利用LTspice软件进行了电路仿真。CCD输出等效电阻[Rc]为300 Ω。走线寄生电容[Cp]为20 pF。其3 dB带宽只有26.5 MHz，其幅频响应和相频响应曲线如图5所示。预放电路的带宽应该为CCD像素转移频率的4～5倍。因此如果像素时钟频率达到25 MHz，那么寄生电容就严重限制了电路带宽。所以需要进行高频补偿来展宽带宽。这里[Rf]取值为1 kΩ，[Rg]取值为0.28 kΩ，[Cg]取值为4.7 pF，这时就能满足式（3）的要求。
图5 CCD内阻和走线寄生电容的频率响应
图6所示为补偿后的频率响应，可见带宽扩展已经超过了100 MHz。
图6 高频补偿后的频率响应
高频补偿后的放大器对方波的响应如图7所示。
图7 高频补偿后的方波响应
放大器的开环频率响应如图8所示，可以看出当放大倍数将为0 dB时，相位为-145°，不存在稳定性问题。
图8 放大器开环频率特性
4 结 论
高速多通道CCD预放电路设计中存在预放电路不能足够靠近CCD的问题。高速运算放大器存在容易自激振荡的问题。针对上述两个问题，从电路原理和电路板设计的角度进行了高速多通道CCD预放电路分析和设计。通过电路原理设计中应用高频补偿技术，有效地解决了带宽限制问题。通过电路板设计中去除运算放大器反馈端地平面的方法有效地避免了自激振荡。因此，该设计可以有效地应用在高速多通道CCD成像电路中。
参考文献
[1] JAMES R J. Scientific charge?coupled devices [M]. USA： SPIE Publications， 2001.
[2] HENRY W O. Electromagnetic compatibility engineering [M]. USA： John Wiley & Sons， Inc.， 2009.
[3] MANCINI Ron， CARTER Bruce. Op amps for everyone [M]. Netherlands： Elsevier， 2009.
[4] THOMPSON M T. Intuitive analog circuit design [M]. Netherlands： Elsevier， 2006.
