时间：2023-05-30 10:27:47
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇电路设计，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
关键词： 相控阵雷达； 灵敏度； 电源故障； 保护电路
中图分类号： TN86?34； TP277 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）10?0168?03
0 引 言
随着相控阵雷达技术的迅速发展，相控阵雷达技术被广泛用于地面防御系统中。然而，在目前有源相控阵雷达中去掉了传统雷达中的大功率发射机电源，由原来的大功率发射机电源改为向各个T/R组件供电，雷达的二次电源数量明显增多， 电源系统越来越复杂，故障率明显增多。由于军用雷达常常工作在恶劣环境下，雷达电源的常见故障如过压、欠压、过热、短路、缺相等，往往难以避免[1]。因此，对雷达电源系统故障的快速定位、电源保护、故障报警成为获取电源故障信息，保证电源系统安全运行的关键。国内采用的保护技术，解决方案多数是在线路入口处设置断路器，当线路过压或欠压时切断线路，而当电压恢复正常时需手动使断路器复位[2]。本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，设计了简单实用的雷达电源保护电路，实现了雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。该电源保护电路具有抗干扰能力强、灵敏度高等特点。可实现集成化自复位电源故障报警功能，提高了雷达电源系统的可靠性及灵敏度。
1 电源系统简介
雷达主电源系由康明斯30 kW柴油发电机组、总控配电机柜、50 kW变频发电机组（两台）与变频机控制柜、ATS切换柜、电力变压器、发电机组本机控制柜、通信及监控系统构成。在电源系统中，柴油发电机组与市电互为备份，当市电不能正常使用的时候开启柴油发电机对雷达系统进行工频供电，控制系统分为手动方式和自动方式（手动系统享有最高优先级）。系统结构如图1所示。
2 基本参数确定
2.1 门限电压定义
2.2.2 报警电路灵敏度
当输入电压采样问题成功解决后，此过程为，设计人员拿预先设定的保护基准电压与采样电压进行数值比较。[IC1B]输出低电平时异名端的电平比同名端高。当设计一个电源电压保护电路时，电源系统正常工作时需要重点考虑如下问题，送到[IC1B]的电压经过采样器分压电路之后，3脚的电压值必须低于的[IC1B]2脚的电压。（1脚为输出端，3脚为同名端，2脚为异名端）。只要采样得到的电压小于设置的基准电压，[IC1A]就会产生欠压保护信号，同理如果采样电压大于设置的基准电压，[IC1B]就会产生过压保护信号。需要注意设计人员在计算采样电压时，一定要同时考虑和分析过压与欠压基准电压值。
被检测电源经过整流电路后，就可以分别与被测电源基准电压进行比较，若被监测的电源电压均在正常工作的窗口电压之内，则系统工作正常无需要报警。如果被测电源突然出现故障（不论过压或欠压）比较电路的输出端便立即送出报警信号，以便在毫秒级内完成故障排除故障。
4 输入缺相保护电路设计原理
5 结 语
本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，结合雷达电源系统的研制，设计了简单实用的雷达电源保护电路。该电路可实现雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。实际应用表明，该保护电路工作稳定可靠，灵敏度高，能够准确地对变频发电机组与柴油发电机组进行过、欠压报警，同时对阵面电源（二次电源）进行缺相保护，虚警率≤3%，故障报警率≥98%，故障隔离率≥96%，达到了对雷达电源保护的要求。
参考文献
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关键词：Lorenz系统；吸引子；拓扑结构；电路设计
1 概述
最近十多年来，由于混沌控制与可同步、混沌信号宽频谱及伪随机特性，人们发现混沌在很多领域是有用的，或者存在巨大的应用前景，如电力系统崩溃保护，信息处理，低能耗流体混合，生物医学工程，人脑和心脏中的混沌现象分析，混沌保密通信等。所有这些应用前景都强烈地驱使人们去研究混沌的控制与同步，混沌的反控制与反同步。在应用混沌技术的过程中，都往往需要有目的地生成混沌，或者强化现存的混沌行为，最终通过电路设计来产生混沌信号和实现混沌动力学行为。[1]
本文介绍一种实现三阶模拟Lorenz系统的电路设计方法，从电路仿真结果可以看出，该电路可以实现三阶Lorenz系统类似蝴蝶状吸引子的拓扑结构。
2 三阶连续自治三阶Lorenz系统模型
三阶连续自治Lorenz系统模型（1）是一个三阶连续自治系统且含有两个非线性项xz和xy。这两个非线性项使系统（1）产生分岔、混沌等复杂的动力学行为，但同时它们又使得混沌系统的电路实现变得困难。
方程（2）中不再含有二次项，所以它很容易用电路来实现，但它能够产生蝴蝶状的混沌吸引子，同时具有类似于Lorenz系统的一些定性特征。控制器m可以将系统的轨线限制在对称轴的左边或右边，分别得到左半吸引子和右半吸引子，且左、右半吸引子在m=0时可形成整个蝴蝶型吸引子。
4 模拟Lorenz系统电路实现
在图1所示电路中，放大器A1-A5是电流反馈运算放大器， 由于其具有极佳的动态特性经常用在高速运算系统中。通过一个全波段的整流器来实现非线性项|x|，双极转换常数K通过四个MOS晶体管开关和一个相连的比较仪来实现。选择C1=C2=C3=C，R1=R2=R1=R3=R，Ra=R/a，Rc=R/c，V1=mVI，Vb=bVI，其中VI是任意一个规范化的电压，x=VX/VI，y=VY/VI，z=VZ/VI。则此电路可以实现方程（2）。
5 结束语
在工程应用中，用电路来从物理上来实现Lorenz系y，意义重大。本文介绍一种非常近似地实现Lorenz系统的电路，在本电路中非线性项|x|的偶对称的本质决定了系统（2）在|m|
参考文献
随着便携式通信设备的兴起，无线接入技术得到了广泛的重视。已有的无线通信技术的传输媒介包括微波、红外、无线电、蓝牙等技术。红外数据通信指的是两台设备之间通过红外线进行无线数据传输的一种数据传输方式，一般采用红外波段内的近红外线，波长在0. 75μm 至 25μm 之间。国际红外数据协会 ( IrDA) 成立后，为了保证不同厂商的红外产品能够获得最佳的通讯效果，将红外数据通信所采用的光波波长的范围限定在 850nm 至 900nm 之间。同时 IrDA又相继制定了很多红外通信协议，有侧重于传输速率方面的，有侧重于功耗方面的，也有二者兼顾的。这些协议分别为: SIR ( Serial Infrared，串行红外协议) ，采用 3/16 ENDEC 编/解码机制，最高通信速率为 115. 2kb/s; FIR ( Fast Infrared，快速红外协议) ，采用 4PPM( Pulse Position Modulation，脉冲相位调制) 编译码机制，同时在低速时保留 SIR 协议规定;VFIR ( Very Fast Infrared，特速红外协议) ，最高通信速率为 16Mbps。本文将利用 SIR 协议作为通信协议。红外通信的最大特点在于它替代了设备之间传统的线缆连接，进而摆脱了不同平台设备连接时对于接口的特殊要求，使得跨平台设备间的数据交换只需红外收/发器彼此相对。
二、红外数据传输模型
如图 1 所示，典型的红外通讯接口由红外编/解码器和红外收/发器构成。串行红外协议 SIR 采用 3/16 ENDEC 编/解码机制 ( 3/16 ENDEC，即把一个有效数字位bit 时间段，划分为 16 等分小时间段，以连续 3 个小时间段内有无脉冲信号表示调制 / 解调信息) ，这种标准与串行传输标准不同。若两设备之间进行串行红外通讯，就需要通过红外编/解码器进行串行编码和 IrDA 编码之间的转换。红外收发器包括发送器和接收器两部分。发送器 ( transmitter) 将携带信息的红外调制信号发送出去; 接收器利用光学装置和红外探测器对红外信号进行接收，并将其转换为 TTL或 CMOS 电脉冲。
三、红外数据传输电路设计
1． 常用红外器件
红外通信技术相关的集成器件种类比较多。如表 1 所示。
2． 电路设计注意事项
( 1) 由于红外数据是半双工传输的，为避免自身产生的信号干扰自身，在发送时确保不接收信号，在接收时确保不发送信号。合理设置好收、发之间的时间间隔，不要从一种方式立即转入另一种方式，时间上应有一定的延迟。
( 2) 根据实际的需要做好红外器件的选型。要求高通信速率时，可选择 FIR、VFIR 器件; 通信距离较长时，可选择 LED 电流大、发射角小和灵敏度高的器件; 功耗低时，可选取低功耗的红外器件。当然，传输距离与功耗之间存在矛盾，低功耗的器件通常传输距离小，因此在应用时应根据具体的情况综合考虑，进行适当的取舍。
( 3) 设计印制板时，器件布局要合理。滤波用的电感和电容要靠近红外器件放置，红外器件与系统的地线要分开，仅在一点相连。同时各种红外器件的供电电路设计要合理，避免电磁干扰，做好电源滤波。不使用红外电路时要关闭电源。
四、基于 HSDL-7001 和 HSDL-3201 的红外通信系统设计
本文的设计方案主要应用于天线汇流环 ( 旋转连接器) 的 RS422 信号传输，且无线传输距离小于 5mm，但对体积和功耗要求较高。因此综合考虑选用 Agilent 公司的编/解码器HSDL-7001 和红外收 / 发器 HSDL-3201 作为设计核心。
1． HSDL-7001 和 HSDL-3201 简介
HSDL-7001 为红外编 / 解码芯片，其特性如下:
( 1) 接口与 SIR 收发器相兼容;
( 2) 可与标准的 16550UART 连接使用;
( 3) 可发送/接收 1. 63us 或 3/16 脉冲形式;
( 4) 内部或外部时钟模式;
( 5) 波特率可编程;
( 6) 工作电压范围为 2. 7 ～5. 5V;
( 7) 工作温度: -20 ～ +85℃。
HSDL-7001 引脚定义如表 2 所示:
HSDL-3201 是红外收发器模块，其特性如下:
( 1) 超小型封装;
( 2) 发光二极管电压范围 2. 7 ～6. 0V;
( 3) 工作温度: -20 ～ +85℃
( 4) 边缘检测输入，避免了发光二极管开启时间过长。
HSDL-3201 引脚定义如表 3 所示:
2． 红外通信电路
基于 HSDL7001 和 HSDL3201 的红外通讯电路如图 2 所示。其中 RS422 串行信号的发送与接收分别与 U1 ( HSDL7001) 的引脚2、3 相连。三路通断开关 SW 接 U1 的引脚4、5、6，用来设置通讯波特率。Y1 为 3. 6864MHz 晶振。R5 为 10M 谐振电阻。C3、C4 为 15pF 谐振电容。红外收发器 U2 ( HSDL3201) 在每发送一字节数据的同时，会将该数据通过接收器数据输出 ( 引脚 6) 反馈进行校验。该电路可实现 TTL 电平或 COMS 电平的串行数据与 IrDA标准红外信号的相互转换，从而实现 SIR 红外通讯。
五、红外通信在天线汇流环中的应用
船载卫星通信系统中的天线子系统要求防缠绕装置-汇流环，当前天线用汇流环多采用机械导电汇流环。然而机械导电汇流环在进行多路信号传输时，其滑环数会因此而增加; 随之带来磨擦力矩增大和级间电磁干扰，影响传输效果。因此采用红外通信与机械导电相结合组成光电汇流环是一种较好的方案。微弱易受电磁干扰的信号由红外线传输，较强的电流信号由机械导电汇流环传输，这样就彻底解决了微弱信号遭受外界电磁干扰的可能性。由于大部分信号通过红外线传输，机械导电汇流环环数减少，减小了摩擦力矩，提高了系统运行的稳定性。同时也减小了系统的体积和重量，优化了系统的结构。
目前在一些已有的通信器件上增加了某些多媒体功能直接导致信道数据传输流量增大，由于机械导电汇流环技术的局限性，已经不能满足传输带宽的要求。然而红外通信技术不存在这方面的局限性，所以红外通信结合机械导电组成的光电汇流环逐渐取代传统的机械导电汇流环已成为必然趋势。
关键词：高帧频；面阵CCD；FPGA；箝位电路；驱动电路
中图分类号：TP391 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2014）34-8310-03
CCD（Charge Coupled Device）具有低噪声、低功耗、大动态范围、量子效率高、光谱响应范围宽、几何稳定性好等优点，是可见光领域最具有前途的探测器[1，2]。但不同厂商、不同型号的CCD驱动时序各不相同，因此CCD驱动电路很难规范化和标准化。CCD图像传感器对相机的性能起非常关键的作用， 因此实现CCD高性能驱动电路设计是非常重要的[3，4]。
高帧频的CCD探测器是快速信号捕捉，超高速摄像等领域的重要实现手段。该文介绍一种高帧频CCD KAI0340D驱动电路的设计方法。它的优点是电路结构简单，调试方便，设计周期短，可靠性高。该CCD最大帧频可以达到210 frame/s。
1 KAI0340D内部结构及驱动时序分析
KAI0340D是有效像元为640（H）×480（V）的行间转移CCD图像传感器，其内部结构如图1所示。总像元数为692×492，支持双端读出，最高读出时钟频率为40MHz[5]。
CCD读出共需要五类信号：快门信号（SUB）、三阶电平行转移信号（V2）、两阶电平垂直转移信号（V2，V1）、复位信号（RS）和两阶水平转移信号（H1，H2）。要使CCD输出正确的图像信号，需要设计满足电平和时序要求的这五类信号。
由表1，可以看出该款CCD所需要的电平种类较多。行间转移CCD工作过程如下：首先给出SUB信号将光敏区电荷清空；到达设定的积分时间时、给出三阶的行转移信号V2和两阶的垂直转移信号V1，将光敏区电荷转移至行间寄存器中；然后，给出两阶的垂直转移信号V1、V2，将行间寄 存器一行的电荷转移至水平移位寄存器中；最后，通过复位信号RS和水平转移信号H1、H2的配合将电荷信号一个一个转化为电压信号读出。
2 驱动电路设计
CCD驱动电路主要由驱动时序产生电路、驱动器电路和箝位电路组成。包括驱动电路及后续的数据采集电路在内，整块CCD板上用到的电源共11种（单位：V）：+20、+15、+10、+9、+5、+3.3、+1.2、-20、-10、-8.5和-5。整块板的功耗集中在+5V和+3.3V电源，综合考虑设计的复杂性、板上功耗以及电源的通用性，选择+18V、-18V、+6V和-6V四种电源。其中+15V、+10V和+9V电源由+18V电源经过滤波和电源变换芯片LT1764AEQ产生，+5V、+3.3V和+1.2V由+6V电源也经过LT1764AEQ产生，-10V和-8.5V由-18V电源经LT1964-SD产生，-5V由-6V电源经LT1964-SD产生，+20V和-20V电源通过倍压电路产生。
2.1 箝位电路
箝位电路三要素：初始状态、箝位方向和箝位电平。以行转移信号V1为例，信号V1电平要求如图2所示：常态V1M为0V，有效状态V1L为-9V。一般的驱动器只能提供正电平驱动，使用MAX4426给出0～ +9V的信号，再将正电平箝位到所需要的电平。根据箝位电路三要素，初始状态为+9V，向负电压方向箝位，箝位电平为0V，如图3所示。初始状态，电容C129左端电平为+9V，右端通过电阻R81充电到0V，当C129左端电平跳到0V时，由于电容两端电压不能突变，右端电压降到-9V，此时二极管D9反向，阻值很大，电容上的电荷同样不能短时间内通过R81泄放，这样C129的右端被箝位到了-9V电平。而当C129左端电平变为+9V时，电容右端电平回到一个略高0V的状态（缓慢充电导致），但此时D9导通，电压迅速回到0V。电路的充放电时间常数由电容C129和电阻R81的值决定，可根据信号周期进行调整。
另一行转移信号V2是三阶电平如图2所示，产生过程如下：首先通过一片MAX4426驱动器U16产生一个两阶电平的信号，通过箝位电路（C123和D7） 产生第三阶电平，再通过第二个箝位电路（C125、R78和D8） 箝位到所需要的电平[3]。由于所要驱动的电路一般都具有容性负载，故供电电压可略高于所要求电压，以抵消容性负载的消耗，让驱动的电平满足器件要求。
2.2 倍压电路
如图4所示，初始状态电容C145左端电平为0V、右端电平为+10V，当vpulse信号由低变高时，C145左端电平变为10V而电容两端电平不能突变，所以右端电平变为+20V。同理当vpulse_n由高变低时，电容C143右端产生-20V电平。
2.3 快门信号产生电路
如图5所示，FPGA产生的控制信号SUB经+5V供电的驱动器隔离后送到电容C150和C151的左端。三极管Q4处于导通而Q3截止，A、C点电平为-20V，B点电平为+20V（不考虑电阻R91、R92和R93及三极管上的损耗）；当SUB由高变低时，B点电平被拉到+15V，C点电平被拉到-25V，Q3导通而Q4截止，A点电平变为+20V，经箝位后，SUB_CCD点的电平为+10V到+50V的脉冲（不考虑损耗），可略微提高各级供电电压，产生满足CCD快门信号电平和时序的脉冲[6，7]。
行转移和复位信号由于速度较快，使用Intersil公司的高速驱动器ISL55110。在负载为100pF时该芯片的上升和下降时间均为1.5ns，即该负载下最快信号为3ns。根据箝位三要素产生合适电平的信号，此处不在赘述。
3 仿真及验证
由于面阵CCD相机驱动时序的复杂性，采用硬件描述语言Verilog HDL设计驱动时序[8]。Verilog HDL采用自上至下及模块化设计方式，具有强大的系统硬件描述能力，并能很好的配合仿真工具进行时序仿真，大大缩减了电路的设计周期。在Xilinx公司提供的综合工具ISE下，使用同步逻辑设计减少毛刺的产生，提高电路的稳定性。调用Modelsim SE6.5可以很方便的观察时序波形，仿真波形如图6所示。
从图7、图8和图9可以看出产生的驱动信号满足CCD的要求。CCD输出的信号经过相关双采样、放大和数字化后送到FPGA，FPGA将每一行的右半行数据倒序与左半行数据拼接成一行数据，再通过Camera Link发送到上位机，在上位机的实时显示软件上可以看到CCD输出的图像数据，并能看到帧频为205.6frame/s。拍摄的图片如图10。
5 结论
使用FPGA产生驱动时序，经过驱动器调节驱动电压并提高驱动能力，再用箝位电路箝位到所要电平的方法很好地实现了Kodak KAI0340 CCD的驱动信号，帧频达到了预期的205.6frame/s。该CCD驱动采用FPGA编程设计，具有设计灵活、调试周期短、可靠性高的特点。箝位电路很好的解决了驱动器无法提供负电压驱动的问题，并且能够将电平箝位到所需的电平，通过两个箝位电路配合可以实现三阶电平，满足了行转移信号为三阶电平的要求。
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【关键词】USB虚拟网卡；USB协议；ARM
1.引言
随着PC的普及和信息网络的大发展，上网的人越来越多，也越来越依赖网络给自己工作生活带来便捷。同时无线网络进一步的发展，我们几乎不受限制的随时随地接入互联网浏览信息、电子邮件、下载文件和听音乐等等网络活动。于是我们会时常碰到这种情况，当两人同时上网时，常常用一个账号共享上网了。从而电脑组建成小型网络互访就成为必要了，便出现了多种互联方式。早期的串并口互联、网卡互联、红外互联，WIFI互联和蓝牙互联等。由于各自使用条件速度等原因，相对较早的联机速度慢，己经不用了。目前主流使用网卡联机。这种网卡采用PCI插槽，用RJ45水晶头连接，传输距离远。但是当PC没有网卡时，当笔记本互联时，当互联共享上网时，当小设备需要联网时，总会出现不方便安装网卡，或成本较大，或空间受限的原因不适合用网卡互联。此时，我们可以考虑选用USB网卡联机，以满足需求。USB是目前计算机与外设上普遍采用的标准，其具有传输速率高、连接灵活、使用方便和可独立供电等特性。所以，利用USB新型接口联机无疑是一个全新开始，以其USB的优点必将受人们欢迎。
2.USB双机互联的基本原理
USB双机互联设备，其基本原理就是利用一个两端都是USB接口的Host-Host桥模拟以太网卡实现联网功能，通过这个带网络协议的处理芯片，两台互连的电脑工作时就跟用双网卡连接时的工作状态一样。USB双机互联设备使用起来非常简单，特别是现在大家都使用Windows XP的操作系统，只需分别插在两台电脑的USB口，系统提示找到新硬件，安装驱动程序后设置“USB网络连接”的IP，就可以使用了。
USB双机互联是利用USB联网线把它们以连接起来，可以网络互访。USB联网线的实质是：“1条USB联网线=2块网卡+l条网线”，因此它可见理解为“不需要网卡就能联机的一种通信线”。但其实USB联网线并不是一条双头USB线这么简单，它内部是含有芯片电路的，其基本原理就是利用一个两端都是USB接口的Host-Host桥模拟以太网卡实现联网功能，通过这个带网络协议的处理芯片，两台互连的电脑工作时就跟用双网卡连接时的工作状态一样。它可以完成具备网卡连接起来的网络的所有功能（比如文件共享、联网对战、共享上网），不过一般都是USB1.1的，速度最多12Mbps，相当于I00Mbps网卡的速度。USB设备支持即插即用和热插拔功能。所以，随时都可以将它插入计算机的USB接口上。此时，计算机就会自动分配地址，用户不需要进行任何物理参数的设置。并且USB设备的连接可以在开机状态下直接进行，不需要关闭计算机的电源。USB网络互联安装很简单，先装上USB连接电缆的驱动程序，并且安装线缆指定的软件模拟包，然后重启计算机，插上线缆，配置好对等网的协议就可以了。表1给出了各种接口互联的对照情况。
3.USB设备配置
当驱动程序加载时，主机开始给USB设备分配设备地址。这一步是主机通过设置USB设备地址请求命令完成的。当USB设备收到该命令，就设置自己的地址，不在使用默认地址O。当USB设备驱动程序加载之后，系统就开始从驱动程序的入口地址函数DriverEntry（）来执行，以初始化设备驱动程序对象，建立设备对象，初始化硬件设备等。USB设备的配置，就在初始化硬件对象时发生的。设备的配置其实就是根据设备配置的信息，使能设备相关功能特性的过程。而USB设备的配置信息存在于设备固件程序中，主机必须通过请求配置描述符命令来获得。下面就是DDK为USB设备定义的配置描述符结构体。
从这个数据结构中，我们发现，配置有编号，配置有接口。所以，一个USB设备可有多个配置描述符，每个配置又支持多个接口。接口信息是通过接口描述符来确定的，是对USB设备端点功能的汇集总括，一个USB接口可以视为一个逻辑设备。那么，就存在这样的问题，对于多配置，多接口的设备怎样来配置？当然，是根据设备的逻辑功能来选择所需的配置和接口。具体做法是在驱动程序中要指明配置情况，配置号和接口等。这样，当配置请求命令执行后，设备便配置成所需的功能了。但是，要切忌配置只能进行一次。
4.接口电路设计
4.1 原理图设计
通过前面分析对比，确定使用工DE接口线扩展USB接口。由于原理图设计简单，这里仅把设计时应该注意的事项列举出来供参考。设计时应注意以下几条原则：
（1）在D+上拉1.5K电阻以支持USB全速传输。
（2）若要采用中断方式，则需接入中断线。
（3）EOT_N引脚通过电阻接入VBUS，以正确检测USB连接。
（4）芯片电源应加退祸电容，一般为0.luF。
（5）在D+/D一线上应串接200。
（6）ALE引脚接地。
4.2 PCB版图设计
这是设计电路的最后一个环节，不仅要考虑电磁兼容、信号完整，而且还需要考虑制作工艺水平等。下面就给出部分关键的版图设计原则：
（1）封装选择，电阻电容均采用非贴片器件。
（2）对于库中没有的封装按文档尺寸画出封装，1英寸=2.54毫米。
（3）采用双层板较好走线，选择合理的禁止布线区。
（4）接口器件应布在四周，便于连接美观为好。
（5）核心芯片优先布局，根据参考原理图信号流向安排主要元器件。
（6）插针应做到便于拔插。
（7）布线遵循电源线、信号线、地线的先后顺序，可快速布线。
（8）所有的连线尽量采用做到短、粗、直线。
（9）输入和输出及相邻两层的导线应避免平行。
（10）数据线和地址线需平行走线。
（11）读写、中断线、复位线和片选线最好用地线保护起来。
（12）晶体振荡器下面不走线，外壳接地，时钟线尽量短，地线保护。
（13）布线后，进行设计规则检查和信号完整性分析。
4.3 电路焊接
拿到一块电路板，焊接时也要遵循一些要求，不然会事倍功半。一般来说，从内到外来焊接，先焊接贴片集成电路，然后是位置较低的元件，最后才焊接边缘的接口器件。
5.结论
本文是针对两台PC联机的情况而展开论述的。虽通过了简单测试，但与实际的应用相差深远，还需解决更多的具体问题。所以，难点越多，论文观点也要不断充实完善。目前，USB互联应用有有线到无线发展，低速到高速，大型到小型等层出不穷。每一样应用都在某种程度上需要理论创新和技术创新。所以，值得研究的东西还很多。
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作者简介：
摘要：随着近几年CMOS集成电路的快速发展，COMS电路芯片的尺寸越来越小，单位面积芯片上集成的晶体管也逐渐增加，这有效提高了集成电路的运算速度，同时大大降低了单个芯片的制造成本。然而在集成电路快速发展的同时，ESD问题也日益凸现出来，ESD保护电路能够有效保护COMS电路芯片，对内部电路的保护具有重要意义。笔者就以ESD保护原理为集成，对CMOS电路芯片ESD保护电路设计技术的发展进行了分析。
关键词：COMS电路芯片；ESD保护电路；集成电路
静电放电（ESD）对集成电路芯片的干扰程度最大，一般的，ESD通过干燥环境的人体带电，以电荷脉冲形式出现在电路端口，进而影响内部电路。由于COMS锁定效应的存在，当端口处缺乏有效保护措施时，很容易引发固有的锁定效应，使得整个芯片的PNPN通道导通，如果外电路也缺少防护措施，那么电路就会烧毁。因此，CMOS电路芯片ESD保护电路的设计是极为重要的，需要给予充分的重视。 1 ESD原理和保护器件 1.1 ESD原理 所谓ESD保护电路，即为了防止静电放电对电路芯片产生危害而设计的电路，目的是在放电事件发生的过程中，在芯片内部提供一个低电阻的支路，使得静电放电产生的能量得到有效释放，阻止静电放出的能量对电路芯片产生危害，把静电放电的危害降低到最小，保障整个电路的安全。当然，作为ESD保护电路，除了作为支路释放静电产生的能量以外，还要确保能量释放伴随产生的热量分布均匀，若热量分布不均，容易导致局部过热，同样会导致芯片或者电路的其他部分遭受损害。另外，ESD保护电路在发挥作用释放能量的同时，要做到不影响主功能电路的正常工作，这就对ESD保护电路的设计提出了更高的要求。 1.2 静电的产生和危害 一般来说，所有电路在正常工作的过程中，都容易受静电放电的影响，静电放电主要包括摩擦起电，感应生电以及离子轰击三种方式，电子产品从生产到使用的过程中（包括运输过程）都容易因为与带电物体接触从而产生静电，对电路芯片或者其他部分产生危害。电子产品在生产的过程中，首先会容易发生在制造产品内部器件一晶元的过程中，车间里有很多制造器件的合成材料容易产生静电，这时产生的静电主要是对生产模板造成影响，如模板形状变型、歧形等。另外，产生的静电还可能直接对硅片造成影响，破坏电路的内部结构。在电路器件组装的过程中同样会产生静电，被单独切割的芯片与四周绕线容易产生静电。芯片生产出来以后，印刷电路板的制作过程、设备制造过程、设备使用过程、设备维修过程都容易受到静电的影响，从而对电子产品的电路产生影响，可以说，静电放电已经成为危害电子行业的一个重要影响因素，在一定程度上影响了电子行业的发展，因此，要做好ESD保护电路的设计工作，把静电放电产生的能量危害降低到最小。 1.3 ESD保护器件 静电放电事件可能发生在电子产品从生产到使用的每一个过程，因此，ESD保护电路设计需要考虑多方面的因素，其中，保护器件的选择是至关重要的一个环节，一般来说，保护器件的选择需要遵循以下原则。为静电产生的能量提供释放渠道，这时保护电路最重要的功能，产生静电时，保护电路应该充分发挥泄放通路的作用，使得静电产生的能量得到有效释放；通过正常的I/O信号时不工作，ESD保护电路还应该具备正常的识别功能，当I/O信号通过时，ESD保护电路不工作；引入较低的电容、电阻，静电放电虽然会对电路产生危害，但与正常电路相比，静电产生的能量相对较小，因此，引入小电阻、小电容器足够的释放静电能量；除了上述要求以外，ESD保护电路的设计除了应该考虑到以上的要求以外，还应该对锁闭（latchup）有较高的免疫，同时具备较高的耐压能力。 2 ESD放电模式与设计方案 2.1 I/O引出端与VDD ESD放电的情况类型比较复杂，主要包括I/O到电源的正负静电、I/O之间的正负静电、电源到地的正负静电、I/O到地的正负静电、不同类型电源之间以及不同类型地之间的正负静电五种类型，也就是说，产生静电的方式有很多种，保护电路的设计方案需要尽可能考虑到所有的静电产生方式，确保在每一种可能静电放电的过程中能量得到有效释放。设计ESD保护电路时需要进行有效的ESD测试，首先是I/O引出端，需要对引出端依次打三次正电、三次负电（顺序不能反，每两次之间间隔一秒），VDD端与I/O引出端类型相同，测试方式一样，需要注意的是，若电路存在多个电源的情况，需要对各个类型的电源进行I/O引出端到电源的ESD测试，VDD端也一样。 2.2 I/O引出端与I/O引出端 I/O引出端与I/O引出端之间同样需要进行ESD测试，具体的测试方法为在I/O引出端之间互打ESD，同样是三次正电、三次负电，间隔时间为一秒。ESD电流泄放路径 上图为ESD电流泻放路径，如图所示，图中的虚线部分表示PAD1对PAD2之间打正电时，静电电流的泄放路径，电流首先经过的保护电路，在保护电路中释放一部分能量，剩余的能量流经电源到底之间的钳位电路，最后经过过地线到达PAD2。 2.3 VDD引出端与GND引出端 对电源到地之间进行ESD进行放电测试时，采用同样的方法依次打正电和负电，两种情况下静电电流的泄放路径不同，打正电时，静电电流从不同类型的电源到地，中间电流流经Power Clamp电路；打负电的情况则完全不同，静电电流由反向二极管流向电源，即静电电流产生的能量由反向二极管作为释放器件，图中的VCC到VCCPath和VSS到VSSPath就是典型的电源与地之间静电电流产生能量的泄放路径。 3 CMOS电路芯片ESD保护电路设计技术发展 近年来，CMOS电路芯片ESD保护电路设计发展经历了相当漫长的阶段，但经过业内人员的努力，已经取得了长足的进步，从最开始的二极管和电阻的双层保护结构到三层结构器件的ESD保护网络，再到寄生的PNPN四层结构以及后来的双寄生横向的PNPN四层结构ESD保护电路，ESD保护电路一直在逐渐完善。 3.1 二极管和电阻的双层保护结构 二极管和电阻的双层保护结构，其主要原理是通过二极管以及小电阻的作用，拦截通过的静电电流，使得静电产生的电流得到有效释放，达到保护电路的作用，其是MOS电路普遍采用的一种保护电路设计方式，上图中即为典型的二极管、电阻双层保护结构。二极管和电阻的双层保护结构是早期电子器件中经常采用的保护电路设计方式，其原理比较简单，制造工序也不复杂，但二极管和小电阻占用的体积大，不符合电路集成化的发展趋势，且对电路起不到完全的保护作用，很快就在业内被逐渐淘汰。 3.2 三层结构器件的ESD保护网络 三层结构器件的ESD保护网络是以二极管、小电阻双层保护结构为基础发展起来的一种ESD保护电路方式，设计者在MOS电路增添场氧MOS晶体管、栅氧MOS晶体管等三层结构器件。其能更有效地发挥对电路起到保护作用。 3.3 寄生的PNPN四层结构ESD保护电路 随着三层结构器件的ESD保护网络逐渐发展，三层结构器件在密度，以及能量的释放速度上都有了很大的提升。随后业内从业者以“微米级”CMOS工艺中寄生的四层结构PNPN器件（SCR）作为释放静电能量的工作器件，微米级器件的出现标志着ESD保护电路的工作器件在密度上达到了一个新的高度，其能为电路提供瞬时保护。随着技术的不断进步，后来出现了双寄生横向的SCR的ESD保护电路，结束了早期单一的SCR结构时代，其具有高电流沉陷（或者源出），低的接通阻抗，大的热耗散体积等优点，为电路提供最有效的电路保护。 4 结语 综上所述，ESD保护电路的设计需要多方面的因素，设计者需要了解所有的放电方式，针对电子产品的具体情况选择适当的保护器件，制定恰当的保护电路设计方案，对电路芯片以及其他部分提供全方位的保护。近年来，ESD保护电路的发展已经取得了长足的进步，相信未来还会往更完善的方向发展。 参考文献： [1]向洵，刘凡，杨伟，徐佳丽.基于CMOS工艺的全芯片ESD保护电路设计[J].微电子学，2010，03：396-399. [2]周子昂，姚遥，徐坤，张利红.基于CMOS多功能数字芯片的ESD保护电路设计[J].电子科技，2012，04：57-59.
关键词 太阳能 TD1410 降压电路 锂电池充电
中图分类号：TK513 文献标识码：A DOI：10.16400/ki.kjdkz.2017.04.024
Abstract The purpose of this paper is to design a new charging circuit， using solar energy to charge the lithium battery. Through the TD1410 chip to achieve step-down circuit design， the output voltage of the solar cell voltage， and then charge the lithium battery， and the circuit board has been tested for many times. The results show that the circuit has a good effect， and it can be used as reference for the design of charger for lithium battery.
Key words solar； TD1410； step-down circuit； lithium battery charging
太阳能作为一种可再生能源，从发展之初就备受关注。如今，经过近六十年的研究，太阳能电池的应用技术已经相对成熟。太阳能型移动电源在长日照地区有很大的运用空间，可以通过充足的光照补充电量。然而，它容易受到天气特别是光照的影响，使得输出电流波动较大。若将太阳能电池的电压和电流进行调节使其稳定，满足锂电池充电需求，便能解决该问题，从而可以在偏远落后地区或者通电困难的情况满足供能需求。
锂电池作为一种便携式可充电池，具有能量密度高，寿命长，充电功率范围广等突出优点。本文采用了太阳能电池通过降压电路对锂电池进行供电，实现功率的稳定输出，避免了大幅波动的电流产生，同r具有过电流保护和短路电流保护功能。
1 太阳能电池工作特点
常见的太阳能电池以光电效应工作，特性类似二极管。当太阳能电池被阳光照射时，半导体材料p-n结产生新的空穴-电子对。在p-n结电场作用下，空穴向P区运动，形成负电荷区；而电子向N区运动，在N区形成正电荷区。两区域间的电动势因此产生，接上电路后电流便可形成。
由于太阳能发电板的输出电流和电压是随电池板上有效光照强度变化而波动。所以一般无法用太阳能电池直接给用电系统供电。因而考虑先将太阳能电池的能量存储起来，再通过蓄电池进行供电。这便要求充电电路能够适应太阳能电池的电压――电流输出特性，并且能提供稳定的充电电压和充电电流。
2 电路设计
单块锂电池的充电电压为低于4.2V的恒流或4.2V时恒压充电模式，若充电电压超过4.25V，则会损伤电池。因此，充电电路中芯片电压典型值在4.2V左右。
基于太阳能电池板的浮动电压――电流的输出特性和锂电池的特性，我们拟使用以TD1410（PWM Buck DC/DC Converter）为核心的脉宽调制降压型直流/直流变换电路作为充电电路。
2.1 降压斩波电路的基本原理
如图1所示，这是一个降压斩波电路结构简图，E为直流电源，V为晶闸管，VD为续流二极管，设电感L值很大，电容C值也很大，使电感电流和电容电压即负载电压E基本为恒定值。
V导通时，电源E向电感L供电并使其蓄能，电路中电流为。此时，电容C维持输出电压恒定并供电给负载R，负载电压E，负载电流按指数曲线上升；
V断开后，电感L的能量向R供能，电流为，负载电压与电源电压极性相反。负载电流经二极管VD续流，负载电压I/O近似为0，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且波动小，电路中串接的电感L值较大，负载电压的平均值为：
= = =
改变占空比，输出电压既可以比电源电压高，也可以比电源电压低。当0
2.2 基于TD1410降压充电电路设计
图2中TD1410芯片固定频率为380KHZ，为脉冲宽度调制电路，是一款开关型的降压转换电路。内部集成了功率晶体管，使电源电压在3.6V-20V范围波动情况下能够稳定输出2A电流。以图1所示的降压斩波电路作为模板，太阳能电池的电压在15～20V浮动，作为左端的直流输入。电路中的电容起到滤波和减少电压波动的作用。TD1410的八个引脚需要用到五个。输出端连接的SS34（肖特基二极管）其作用有二：一是起开关电路输出续流作用，保持输出电流的连续性；二是起反向隔离作用，防止输出端的11.1V电压反向影响输入端。在理论上认为电感值为无穷大，在实际工程运用中，考虑电感性能和经济性两个指标，选用15uh的电感。调节和可以改变输出电压和电流，即改变占空比。该设计具有良好的带负载能力和线性特性，适应0～100%的占空比，具有过电流保护和短路电流保护功能。
3 电路测试
锂电池太阳能充电电路设计基于图2完成。考虑到实验过程中，电压和电流等参量会受到天气和光照等因素的影响，本实验选取了在光照强度理想的情况下，在不同时刻对锂电池进行充电测试分析。太阳能电池开路电压20V，短路电流1.2A，最大功率电压20V，最大功率电流1.1A；电池包采用3块锂电池串联，标称电压11.1V，最大充电电压14.3V，放电欠压保护9V，最大充电电流3A。
因为光照强度的变化最终导致的是输入电压电流的变化，所以我们选取电压和电流作为输入变量。分析实验测试数据，与输入电压相比，充电电压有明显下降，并且波动幅度明显小于输入电压的波动，如图3所示。对比图4中的输入电流和充电电流，可以发现当输入电流大于0.95A时，充电电流略小于输入电流；当输入电流小于0.95A时，充电电流略大于输入电流，这表明在充电过程中，电路可以对充电电压和充电电流进行调节，使其满足锂电池的充电需求，同时，减小电压和电流的波动，保证了充电的稳定性。
4 结论
本设计使用TD1410作为充电管理芯片，针对3S锂电池和太阳能电池特性，设置合适的充电电压和充电电流，搭建出了能量转换电路，实现了太阳能电池板对锂电池的稳定有效充电，并且满足锂电池和太阳能电池板的使用要求。通过实验测试表明，电路可以对充电电压和充电电流进行调节，使其满足锂电池的充电需求，并且减小了电压和电流的波动，在一定范围内时都能实现了正常充电。此外，该设计还具有过电流保护和短路电流保护功能。然而充电效率还有待提高。
*通讯作者：余醉仙
参考文献
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【关键词】前置放大电路；50Hz陷波器；滤波器参数
0 引言
脑电图是临床检测大脑活动的重要手段[1]，脑电信号包含了大量人体生理和病理信息，通过对脑电信号的研究，可以了解神经细胞电活动与人生理心理状态之间的关系，在临床医学和认知科学领域具有重要的科学意义。但是常规脑电图机由于其体型较大，携带不方便，且导联数较多操作麻烦。台湾大学医学工程所采用商用IC自行设计出单一通道电池供电的脑电信号记录仪，并将所记录到的脑电信号存储于Flash Memory中，整个电辟的面积不到150cm2[2]。虽然国内与前几年相比在简易脑电仪设计方面可说是有很大的进步，但是总体电路设计还是不够简便，基于这个设想尝试设计便携式脑电采集系统。
1 总体方案
微弱的脑电信号埋没在人体周围各种频率电磁场的干扰信号中，而这些干扰信号的感应电压都是通过人体和导联线与干扰源的耦合电容或电感起作用的[3]。所以每个模块的设计都必不可少。本设计采用的是双极导联法，不使用无关电极，只使用头皮上的两个活动电极，以两个作用电极作为放大器的输入端，以利共模干扰抑制。这样记录下来的是两个电极部位脑电变化的差值，因此可以大大减小干扰，并可排除无关电极引起的误差。
脑电检测系统设计上主要包括硬件部分和软件部分。硬件部分是由高输入阻抗的差动放大器及电压放大器作为前置放大，经由高通、低通与50Hz陷波等滤波信号处理后，再将信号电压放大至匹配模数转化器电信号标准。考虑到使用者安全性，加入光电隔离电路作为电路与人体间电源隔离[4]。软件部分将模拟信号转换成数字信号时，采用STC12C5A60AD/S2系列带A/D转换的单片机，经过多次比较，使转换所得的数字量逐次逼近输入模拟量对应值。
2 硬件电路设计
2.1 前置放大电路
脑电信号检测前置级放大电路通常采用差动电路结构。这个结构的电路由3个基本运算放大器构成，其中两个组成同相并联输入第一级放大，以提高放大器的输入阻抗，另一个为差动放大，作为放大器的第二级[5]。
前置放大倍数：Aμ=-（R6/R4）*（1+2R1/R3）≈100
2.2 高通滤波器
本实验采用的是压控电压源高通滤波电路，主要是滤除电路中直流成分，消除极化电压产生的干扰。
品质因数：Q=|1/（3-Aμp）|=1.1
2.3 50Hz陷波器
人体处在一个复杂的电磁环境中，工频50Hz及其谐波辐射到人体产生的电压能达到1V，虽然通过提高前置放大电路的共模抑制比能抑制共模信号，然而还会有相当高的50Hz干扰以差模形式进入到电路中，其幅值最高能达到几毫伏，远大于有用的脑电信号幅值。由于50Hz干扰的存在，信号就会在放大器中饱和，造成信号失真。因此50Hz陷波电路设计很有必要[6]。
电路中R18，R19决定了Q值，Q值越大，陷波带宽越窄。但由于实际上元件与理想值有误差，这会使得陷波频率没有落在50Hz，因此为减少实际误差，Q不宜取太大。
品质因数：Q=1/（2|2-Aμp|）=5.5
2.4 主放大电路
将基本滤除干扰信号的脑电信号进行最主要的信号放大，只需采用最简单的负反馈放大电路即可。
2.5 低通滤波器
低通滤波器用于消除脑电信号以外的高频噪声。为了使输出电压在高频段以更快的速率下降，以改善滤波效果，在一阶滤波器的基础上再加一节RC低通滤波环节。最终选择压控电压源低通滤波电路。
2.6 光电隔离
本电路设计中应用光电耦合器，将发光元件和受光元件组合在一起，通过电-光-电这种转换，利用“光”这一环节完成隔离功能，使输入和输出在电气上是完全隔离的。另外，在布线上也应该注意隔离。
3 软件处理
采用STC12C5A60AD/S2系列带A/D转换的单片机将模拟信号转换成数字信号，设置采样频率为300kHz，使得A/D转换处于最佳处理状态。该ADC是逐次比较型，通过逐次比较逻辑，从最高位（MSB）开始，顺序地对每一输入电压与内置D/A转换器输出进行比较，使转换所得的数字量逐次逼近输入模拟量对应值。
4 实验结果
每个模块和总体电路的对比误差实验。
从该误差实验看出，电路每个模块基本都达到了要求，而总放大倍数差距较大，在经过讨论分析后发现每个滤波模块也都有放大作用造成放大倍数增大。
如下图所示，前一段为平静时采集到的脑电信号，后一段为受到闪光刺激时采集到的脑电信号，由于采集数据结构众多，只选取一段作为展示。实验效果较为理想，完全能达到脑电信号放大电路的要求，其中不同频率或阻带宽度都可通过调节电路参数来改变，工程应用中非常方便。该电路应用到多通道脑电采集分析系统中，取得了良好的效果。
5 小结
本系统在现有的生物电放大器研究基础上，改进并设计了由高低通滤波电路，50Hz陷波器等环节，避免了传统生物电放大电路冗繁的模拟滤波环节，结构简单，调试方便。且本文设计的电路都是经过多次反复测试，尽可能的减小误差，选用最合适的元器件而得到的。相较于传统的脑电图机大型而复杂的设计，该系统达到了最简化，这对设计简单的多通道脑电图机有一定的借鉴意义。
【参考文献】
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基金项目：浙江省大学生科技创新活动计划项目研究成果（2012R413027）。
作者简介：郑佳丽，女，温州医科大学信息与工程学院。
摘要：针对直流断路器原控制电路存在的弊端，提出改进设计方案，经实践使用，效果较好，避免了直流断路器线圈经常烧毁情况的发生。
关键词：直流断路器；直流过流保护；改进设计
引言
在地铁客车的生产调试中，通常使用750V、1500V或3000V直流电源进行供电调试，为保护直流电源装置和调试的地铁客车，调试现场通常设置直流柜，而直流柜中最主要的电气元件为直流断路器，由直流断路器的合分来控制客车调试所需的直流电源，即：变电所牵引整流装置—变电所直流柜—现场直流柜—地铁车辆。中车长春轨道客车股份有限公司直流断路器常用瑞士赛雪龙公司不同规格产品，采用电保持方式，价格较高，在变电所直流柜中常配套价格同样较高的直流综保装置进行综合保护，而现场直流柜往往数量较多，为避免使成本过高，很少配备综保装置，所以主、控电路设计上通常比较简单。
1电路原理及存在问题
主控电路如图1所示。其中，KM1、KM2为直流继电器，CZ21-16Z，线圈电压220VDC；KT为时间继电器，JWS1-DC220V，0.01～9.99s，设定值为1s；R1为电阻，1040Ω，300W；E为直流断路器，UR6-31TD，E型，900VDC，1000A，线圈电压220VDC；E-Z、E-F分别为直流断路器E的主、辅触点。当按下启动按钮SA时，KM1、KM2、KT得电，辅助触点KM1-1、KM2-1闭合，直流断路器E得电，控制电路中E-F闭合自锁，主电路中主触点E-Z闭合,向负载供出直流电。KT延时1s后辅助触点KT-1打开，KM2失电，KM2-1打开，E线圈通过串联电阻R1以小电流维持吸合状态。但是在实际工作过程中，经常发生KM2-1或者KT-1触点粘连情况，使直流断路器E线圈一直流过较大的吸合电流，时间较长（超过5min）E线圈会烧毁，造成直流断路器整体或线圈更换，不仅维修成本高，而且影响调试工作。
2改造方案
在维修过程中发现，KM2-1触点粘连情况较多，通过分析，主要原因是KM2-1由闭合到打开时分断较大电流。而在按下停止按钮时虽然KM1-1也要打开，但是由于此时电阻R1的串入而分断较小的电流，不致引起触点粘连。为避免直流断路器E线圈烧毁，在控制电路设计上进行改动，加入保护环节，一旦E线圈长时间流过大电流，保护环节动作，能够及时切断E线圈回路。为实现上述保护功能，对直流断路器的控制回路进行改进，如图2所示。其中，FL为分流器，GL为直流过流继电器，设定值10～70mV，设定延迟动作时间0.5～30s。由于吸合时电阻R1未接入，E线圈的电阻约55Ω，故吸合时回路的吸合电流I1=220V/55Ω=4A，而最小维持电流I2=220V/(1040+55)Ω≈0.2A。为使回路得电后E线圈可靠闭合又不至于流入较大电流使线圈过热烧毁，设定回路电流达到0.6A、延时5s左右切断E线圈回路，可对线圈进行有效保护。由于GL设定值为10～70mV，可选FL为3A、75mV，这样当回路电流为0.6A时，FL输出15mV信号给GL。即：将GL保护定值设为15mV，延时时间设为5s，回路电流一旦达到、保持0.6A以上，GL收到信号大于15mV，延时5s后GL动作，GL-1打开，切断自锁回路，使E线圈失电，不致流过较大电流引起过热或烧毁。
3结语
改进设计后，经过反复试验，保护动作可靠，E线圈没有发热现象。投入使用后，原有线圈烧毁情况未再发生。
作者：李铁维 单位：中车长春轨道客车股份有限公司动力厂
关键词： 压敏电阻；电路设计；过压防护器件
中图分类号：TM862 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2012）1110142－02
压敏电阻器（VDR），简称压敏电阻，是一种电压敏感元件，其特点是在该元件上的外加电压增加到某一临界值（压敏电压值）时，其阻值将急剧减小。压敏电阻器的电阻体材料是半导体，所以它是半导体电阻器的一个品种。现在大量使用的“氧化锌”（ZnO）压敏电阻器，它的主体材料有二价元素（Zn）和六价元素氧（O）所构成。所以从材料的角度来看，氧化锌压敏电阻器是一种“Ⅱ-Ⅵ族氧化物半导体”。
文字符号：“RV”或“R”
结构——根据半导体材料的非线性特性制成的。
1 压敏电阻的特性及关键参数
1.1 压敏电阻的特性
压敏电阻器的电压与电流不遵守欧姆定律，而成特殊的非线性关系。当两端所加电压低于标称额定电压值时，压敏电阻器的电阻值接近无穷大，内部几乎无电流流过；当两端所加电压略高于标称额定电压值时，压敏电阻器将迅速击穿导通，并由高阻状态变为低阻状态，工作电流也急剧增大；当两端所加电压低于标称额定电压值时，压敏电阻器又恢复为高阻状态；当两端所加电压超过最大限制电压值时，压敏电阻器将完全击穿损坏，无法再自行恢复。
1.2 压敏电阻的关键参数
1.2.1 压敏电压
压敏电压即击穿电压或阈值电压。一般认为是在温度为20度时，在压敏电阻上有1mA电流流过的时候，相应加在该压敏电阻器两端的电压值。压敏电压是压敏电阻I－U曲线拐点上的非线性起始电压，是决定压敏电阻额定电压的非线性电压。为了保证电路在正常的工作范围内，压敏电阻正常工作，压敏电压值必须大于被保护电路的最大额定工作电压。
1.2.2 最大限制电压
最大限制电压是指压敏电阻器两端所能承受的最高电压值。通俗的解释是：当浪涌电压超过压敏电压时，在压敏电阻两端测得的最高峰值电压，也叫最大钳位电压。为了良好的保证被保护电路不受损害，在选择压敏电阻时，压敏电阻的最大限制电压，一定要小于电路额定最大工作电压（采用多级防护时，可另行考虑）。
1.2.3 通流容量
通流容量也称通流量，是指在规定的条件（以规定的时间间隔和次数，施加标准的冲击电流）下，允许通过压敏电阻器上的最大脉冲（峰值）电流值。
通常产品给出的通流量是按产品标准给定的波形、冲击次数和间隙时间进行脉冲试验时产品所能承受的最大电流值。而产品所能承受的冲击数是波形、幅值和间隙时间的函数，当电流波形幅值降低50％时冲击次数可增加一倍，所以在实际应用中，压敏电阻所吸收的浪涌电流应大于产品的最大通流量。
压敏电阻所吸收的浪涌电流幅值应小于手册中给出的产品最大通流量。然而从保护效果出发，要求所选用的通流量大一些好。在许多情况下，实际发生的通流量是很难精确计算的，则选用2－20kA的产品。如手头产品的通流量不能满足使用要求时，可将几只单个的压敏电阻并联使用，并联后的压敏电压不变，其通流量为各单只压敏电阻数值之和。要求并联的压敏电阻伏安特性尽量相同，否则易引起分流不均匀而损坏压敏电阻。
1.2.4 电压比
电压比是指压敏电阻器的电流为1mA时产生的电压值与压敏电阻器的电流为0.1mA时产生的电压值之比。
1.2.5 残压比
流过压敏电阻器的电流为某一值时，在它两端所产生的电压称为这一电流值为残压。残压比则的残压与标称电压之比。
1.2.6 漏电流
漏电流也称等待电流，是指压敏电阻器在规定的温度和最大直流电压下，流过压敏电阻器的电流。漏电流越小越好。对于漏电流特别应强调的是必须稳定，不允许在工作中自动升高，一旦发现漏电流自动升高，就应立即淘汰，因为漏电流的不稳定是加速防雷器老化和防雷器爆炸的直接原因。因此在选择漏电流这一参数时，不能一味地追求越小越好，只要是在电网允许值范围内，选择漏电流值相对稍大一些的防雷器，反而较稳定。
2 压敏电阻在电路设计中的典型应用
压敏电阻被广泛应用于电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等。以下是压敏电阻电路应用中的几个典型实例。
2.1 电路输入过压保护
大气过电压由于雷击引起，大多数属于感应性过电压，雷击对输电线路放电产生的过电压，这种过电压的电压值很高，可达100～10000V，造成的危害极大。因此对于必须对电气设备采取措施防止大气过电压。可以采用压敏电阻器。一般采用与设备并联。如果电气设备要求残压很低时，可以采用多级防护。
2.2 防止操作过电压防护电路
操作过电压是电路工作状态突然变化时，电磁能量急剧转化，快速释放时产生的一种过电压，防止这种过电压可以用压敏电阻器保护各种电源设备、电机等。图2为压敏电阻防止操作过电压的一个例子。
2.3 半导体器件的过压保护
为了防止半导体器件工作时由于某些原因产生过电压时被烧毁，常用压敏电阻加以保护，图3所示电路中，在晶体管发射极和集电极之间，或者在变压器的一次连接压敏电阻，能有效地保护过电压对晶体管的损伤。在正常状态下，压敏电阻呈高阻态，只有很想的漏电流，而当承受过电压时，压敏电阻迅速变成低阻状态，过电压能量以放电电流的形式被压敏电阻吸收，浪涌电压消失以后，当电路或元件承受正常电压时，压敏电阻又恢复到高阻状体。对于二极管和晶闸管来说，一般将压敏电阻和这些半导体元件并联或者于电源并联，而且应满足两个要求：一是重复动作的方向电压要大与压敏电阻的残压，二是非重复动作的反向电压也要大于压敏电阻的残压。
2.4 接触器、继电器防护器
当切断含有接触器，继电器等感性负载的的电路时，其过电压可以超过电源电压的数倍，过电压造成接点间电弧和火花放电，烧损触头，缩短设备寿命。由于压敏电阻在高电位的分流作用，从而保护了触点。压敏电阻和线圈并联时，触点间的过电压等于电源电压与压敏电阻残压之和，压敏电阻吸收的能量为线圈存储的能量，压敏电阻与触点串联时，触点的过电压等于压敏电阻的残压，压敏电阻吸收的能量为线圈存储能量的1.2倍。
3 压敏电阻应用注意事项
1）压敏电阻的响应时间为ns级，比空气放电管快，比TVS管稍慢一些，一般情况下用于电子电路的过电压保护其响应速度可以满足要求。
2）压敏电阻的结电容一般在几百到几千pF的数量级范围，很多情况下不宜直接应用在高频信号线路的保护中，应用在交流电路的保护中时，因为其结电容较大会增加漏电流，在设计防护电路时需要充分考虑。压敏电阻的通流容量比TVS管大，但比气体放电管小。
3）压敏电压的参数选择。一般地说，压敏电阻器常常与被保护器件或装置并联使用，在正常情况下，压敏电阻器两端的直流或交流电压应低于标称电压，即使在电源波动情况最坏时，也不应高于额定值中选择的最大连续工作电压，该最大连续工作电压值所对应的标称电压值即为选用值。对于过压保护方面的应用，压敏电压值应大于实际电路的电压值，一般应使用下式进行选择：
式中：a为电路电压波动系数，一般取1.23；v为电路直流工作电压（交流时为有效值）；b为压敏电压误差，一般取0.85（实际取值参照产品数据手册）；c为元件的老化系数，一般取0.9。
这样计算得到的V（1mA）实际数值是最大直流工作电压的1.5－2倍，在正弦交流状态下还要考虑峰值，因此计算结果应扩大 倍。信号线1.2-1.5倍。
4）必须保证在电压波动最大时，连续工作电压也不会超过最大允许值，否则将缩短压敏电阻的使用寿命。
5）在电源线与大地间使用压敏电阻时，有时由于接地不良而使线与地之间电压上升，所以通常采用在线与线间大地使用场合采用更高标称电压的压敏电阻器。
6）最大限制电压。选用的压敏电阻的残压最大允许电压一定要小于被保护物电路的最大承受电压耐压水平Vo，否则便达不到可靠的保护目的，通常冲击电流Ip值较大。
董利强
性 别
男
出生年月
1985.2
籍贯
河北唐山
民 族
汉
学 历
大专专业
应用电子
毕业学校
安阳工学院联系方式
TEL: 13673046治理发愣功
E-Mail: 个人主页
.cn/dongliqiang2008
求职意向
电子电路设计和测试工作；工厂自动化设备的监控于维护；生产准备.电子电路及原辅材料的采购和销售;
个人能力
1.熟练掌握Word.Excel等办公系列软件；熟练应用AoutoCAD进行绘图；
2.熟练掌握Keil，EDA和PLC编程；
3.熟练应用Protel开发电路板。
4.熟练掌握51系列单片机的开发。
5.熟悉ARM，Linux嵌入式单片。
乙方：_________
甲方委托乙方为其设计制作电路，为保质保量完成任务，经甲乙双方协商达成如下协议：
1．在本协议书签订前，甲方应向乙方提供详细的电路设计任务书，明确设计制作电路的功能，各项参数等；该任务书作为乙方设计制作电路的依据。
2．在本协议书签订前，甲方应详细阅读有关乙方的电路设计细则说明。
3．在本协议书签订前，乙方应向甲方提交电路设计费用明细表，并详细介绍相关事项。
4．协议变更终止
（1）甲方终止协议：甲方承担一切已经用于该电路设计的费用，并支付乙方相应的劳务费用；乙方有权收回已交于甲方的所有有关电路设计的资料及产品，乙方并保留该设计的所有权利。
（2）乙方终止协议：乙方承担一切已经用于该电路设计的费用，并返还甲方在此之前所支付的所有费用。
（3）以上两条在不可抗拒因素发生时无效。
（4）因设计需要而变更本协议时，甲乙双方协商解决。
（5）乙方电路设计不满足设计任务书要求时，按乙方终止协议处理。
5．付费方式
（1）按照乙方向甲方提交的普通电路设计费用明细表，甲方应支付乙方设计该电路的全部费用为_________元。
（2）本协议书签定后的_________个工作日内，按照乙方应向甲方提交的普通电路设计费用明细表，甲方须预先支付乙方全部电路设计费用的1／2，计_________元，否则，按甲方终止协议处理；在乙方按设计任务书要求完成设计并向甲方交付设计时，甲方应支付乙方全部剩余费用，否则，按甲方终止协议处理。
6．本协议三项（协议书，设计说明书，费用明细表），一式两份，甲乙双方各一份；其具有法律依据和效力；乙方保留其最终解释权。
甲方（盖章）：_________乙方（盖章）：_________
