时间：2023-06-05 10:30:24
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇开关电源设计，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。
焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。
三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路：
(1).电源开关交流回路
(2).输出整流交流回路
(3).输入信号源电流回路
(4).输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下：
·放置变压器
·设计电源开关电流回路
·设计输出整流器电流回路
·连接到交流电源电路的控制电路
·设计输入电流源回路和输入滤波器设计输出负载回路和输出滤波器根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则：
(1)首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。
(2)放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集.
(3)以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在PCB上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接,去耦电容尽量靠近器件的VCC。
(4)在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。
(5)按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。
(6)布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。
(7)尽可能地减小环路面积,以抑制开关电源的辐射干扰。
四、布线开关电源中包含有高频信号，PCB上任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，从而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这意味着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比，而宽度则与印制线的电感量和阻抗成反比。长度反映出印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接收电磁波的频率越低，它就能辐射出更多的射频能量。根据印制线路板电流的大小，尽量加租电源线宽度，减少环路电阻。同时、使电源线、地线的走向和电流的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。接地是开关电源四个电流回路的底层支路，作为电路的公共参考点起着很重要的作用，它是控制干扰的重要方法。因此，在布局中应仔细考虑接地线的放置，将各种接地混合会造成电源工作不稳定。在地线设计中应注意以下几点：
1.正确选择单点接地通常，滤波电容公共端应是其它的接地点耦合到大电流的交流地的唯一连接点，同一级电路的接地点应尽量靠近，并且本级电路的电源滤波电容也应接在该级接地点上，主要是考虑电路各部分回流到地的电流是变化的，因实际流过的线路的阻抗会导致电路各部分地电位的变化而引入干扰。在本开关电源中，它的布线和器件间的电感影响较小，而接地电路形成的环流对干扰影响较大，因而采用一点接地，即将电源开关电流回路（中的几个器件的地线都连到接地脚上，输出整流器电流回路的几个器件的地线也同样接到相应的滤波电容的接地脚上，这样电源工作较稳定，不易自激。做不到单点时，在共地处接两二极管或一小电阻，其实接在比较集中的一块铜箔处就可以。
2.尽量加粗接地线若接地线很细，接地电位则随电流的变化而变化，致使电子设备的定时信号电平不稳，抗噪声性能变坏，因此要确保每一个大电流的接地端采用尽量短而宽的印制线，尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，如有可能，接地线的宽度应大于3mm，也可用大面积铜层作地线用,在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用。进行全局布线的时候，还须遵循以下原则：
(1).布线方向：从焊接面看，元件的排列方位尽可能保持与原理图相一致，布线方向最好与电路图走线方向相一致，因生产过程中通常需要在焊接面进行各种参数的检测，故这样做便于生产中的检查，调试及检修（注：指在满足电路性能及整机安装与面板布局要求的前提下）。
(2).设计布线图时走线尽量少拐弯，印刷弧上的线宽不要突变，导线拐角应≥90度,力求线条简单明了。
(3).印刷电路中不允许有交叉电路，对于可能交叉的线条，可以用“钻”、“绕”两种办法解决。即让某引线从别的电阻、电容、三极管脚下的空隙处“钻”过去，或从可能交叉的某条引线的一端“绕”过去，在特殊情况下如何电路很复杂，为简化设计也允许用导线跨接，解决交叉电路问题。因采用单面板，直插元件位于top面，表贴器件位于bottom面，所以在布局的时候直插器件可与表贴器件交叠，但要避免焊盘重叠。
3．输入地与输出地本开关电源中为低压的DC－DC，欲将输出电压反馈压器的初级，两边的电路应有共同的参考地，所以在对两边的地线分别铺铜之后，还要连接在一起，形成共同的地。
五、检查布线设计完成后，需认真检查布线设计是否符合设计者所制定的规则，同时也需确认所制定的规则是否符合印制板生产工艺的需求，一般检查线与线、线与元件焊盘、线与贯通孔、元件焊盘与贯通孔、贯通孔与贯通孔之间的距离是否合理，是否满足生产要求。电源线和地线的宽度是否合适，在PCB中是否还有能让地线加宽的地方。注意：有些错误可以忽略，例如有些接插件的Outline的一部分放在了板框外，检查间距时会出错；另外每次修改过走线和过孔之后，都要重新覆铜一次。
六、复查根据“PCB检查表”，内容包括设计规则，层定义、线宽、间距、焊盘、过孔设置，还要重点复查器件布局的合理性，电源、地线网络的走线，高速时钟网络的走线与屏蔽，去耦电容的摆放和连接等。
七、设计输出输出光绘文件的注意事项：
关键词： 星载电源； 多路输出开关电源； 小型化设计； 电路设计
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）20?0145?03
Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter
ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo
（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）
Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.
Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design
随着我国航天事业的发展，卫星有效载荷的数量和种类越来越多，势必要求与之相配套的开关电源的体积和重量进一步减小。因此，开关电源的小型化设计成为目前星载开关电源研究的一个热门课题。众所周知，开关电源的小型化可以从优化电路设计和采用新工艺两个方面入手，例如采用混合厚膜工艺可以大幅度地减小电源的体积和重量，但国产混合厚膜开关电源在航天领域目前还处在推广中，主要是其抗辐照性能对于高轨长寿命卫星来说存在着一定的局限性。因此，采用表贴工艺的开关电源在航天领域依然具备广阔的市场。这就要求必须在电路设计上进行优化，以满足星载开关电源小型化的要求。本文介绍一种多路输出开关电源，它采用不同拓扑组合的方式，能够满足星上大部分中小功率设备的供电需求。
1 星载多路输出开关电源的几种设计方案
1.1 单端反激式多路输出开关电源
图1所示单端反激式多路输出开关电源的设计思路是：考虑到星载开关电源的磁隔离要求，采取前级自持预稳压，后级各路输出进行二次稳压的方式。反激式拓扑的特点是电路结构简单，易于实现多路输出。如果不采用二次稳压，次级各路输出的电压和负载稳定度不会优于±3%，很难满足星上大部分用电设备的需求，因此，常常会在输出端进行二次稳压。常用的方法是采用三端稳压器进行二次稳压，这样输出各路电压稳定度优于±1%，能够满足星上用电设备的需求，采用三端稳压器进行二次稳压的另一个优点是如果用电设备对低频干扰比较敏感，那么输出后级采用三端稳压器进行二次稳压还能有效隔离输入端引入的低频干扰，保证用电设备正常工作[1]。但是单端反激式多路输出开关电源同样有它的局限性，如果其中某一路输出电流比较大，后级采用三端稳压器进行二次稳压会造成很大的功耗，从而降低了电源的转换效率，进而影响了电源的工作寿命。
1.2 单端正激式多路输出开关电源
图2所示单端正激式多路输出开关电源的设计思路是：主路输出采用闭环直接反馈控制，辅输出采用磁链耦合技术以改善辅路输出的电压和负载稳定度。设计上一般主路输出功率比较大，辅路输出功率相对比较小，即便如此辅路输出的电压和负载稳定度也不会优于±5%，而且辅路输出的功率越大，辅路输出的稳定度也越差。这种方案一般设计成3路电源，路数再多辅路输出的稳定度就无法接受了。总体上单端正激式多路输出开关电源辅路输出负载和电压稳定度要比单端反激式多路输出开关电源各路输出负载和电压稳定度差。
图1 单端反激式多路输出
图2 单端正激式多路输出开关电源
1.3 单端反激和单端正激相结合的多路输出开关电源
从图3可以看出电源由反激拓扑和正激拓扑组成，考虑到电源小型化的需求，电源共用一个消浪涌电路和输入滤波电路。反激电路组成三路小电流输出，后级各路输出通过三端稳压器进行进一步稳压，反激主变压器上绕制的两个辅助绕组的输出电压给正激电路的PWM芯片供电，由于反激电路采取了前级预稳压，同时给PWM芯片供电的负载电流比较小（小于100 mA）。因此反激主变压器上的两个辅助绕组给PWM芯片的供电电压非常稳定，能够满足在不同条件下PWM芯片的供电要求。这种方案既满足了星用开关电源的磁隔离要求，又避免了方案（1）中大负载电流下使用三端稳压器进行二次稳压造成的功耗过大的问题，同时也解决了方案（2）中的辅路输出稳定度不高的问题。最大的优点是这种方案不受路数上的限制，设计上可以把小电流各路全部在单端反激中输出，大电流各路从单端正激中输出。本文设计了一款五路输出电源，其中18.5 V，±14.5 V负载电流小于1 A从三路反激电源中出；7.5 V，5.5 V负载电流比较大从正激电源中出，它们的PWM芯片供电电压都是从三路反激电源的辅助绕组中输出的。
2 关键电路参数设计
技术指标如下：输入电压为DC 25～33 V；开关频率为200 kHz；最大占空比为0.5；输出电压/电流为18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；转换效率≥78%。
图3 单端反激和正激相结合的多路输出开关电源
2.1 变压器的设计
电源涉及反激电路和正激电路变压器的设计，反激变换器的特点是当主功率开关管导通时变压器原边电感存储能量，负载的能量从输出滤波电路的电容处得到；而当关断时，变压器原边电感的能量将会传送到副边负载和它的滤波电容处，以补偿滤波电容在开关导通状态下消耗的能量[6]。具体设计如下：由于铁氧体材料有很好的储能和抑制信号传输过程中的尖峰和振铃作用，因此采用这种材料作为变压器磁芯是最好的选择之一。综合考虑反激电源的额定功率，转换效率以及磁芯的窗口利用率，选择RM8作为反激电源变压器的磁芯。初级线圈的峰值电流为：
[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）
式中：[Uimin]为变压器初级输入的最小直流电压；T为开关电源周期；[Tonmax]为开关管导通时间；[Po]为输出功率；η为变换效率。
初级线圈的电感为：
[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）
初级绕组的匝数为：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）
式中：[Sc]为磁芯有效截面积；[ΔB]为磁芯工作磁感应强度。
初次级绕组匝数比为：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）
式中：[UD]为输出整流二极管，[Us]为次级输出电压。
次级绕组匝数为：
[n12=NpNs] （5）
变压器气隙为：
[Ig=μrN2pScLp] （6）
式中：[Ig]的单位为mm；[μr]=4π，[Sc]的单位为mm2；[Lp]的单位为mH。按照式（1）～式（6）计算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝数为9匝；±14.5 V时匝数为7匝。给PWM芯片供电的两个辅助绕组的匝数为6匝，变压器气隙为0.24 mm。
正激电路变压器的设计同样需要综合考虑电源的额定功率，转换效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V选择RM6作为变压器磁芯，5.5 V选择RM8作为变压器磁芯。初级绕组匝数为：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）
式中：[Tonmax]的单位为s，[ΔB]的单位为T，[Sc]的单位为cm2。
次级绕组匝数为：
[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）
式中[Dmax]为最大占空比。
按照式（7）～（8）计算得：7.5 V输出[Np]为13匝，[Ns]为10匝；5.5 V输出[Np]为8匝，[Ns]为5匝。变压器导线电流密度取7～8 A/mm2。
2.2 输出滤波电路的设计
反激变换器由于其主变压器初级充当了储能电感的作用，因此其输出各路可以不要差模电感，考虑到EMC的需要，可在输出各路增加一个共模电感，反激变换器的输出电容可由式（9）算出。
[C≥5TsU08UoppR] （9）
式中：[Ts]为电源周期；[U0]为电源各路额定电压；[Uopp]为输出纹波电压，[R]为负载电阻，工程实际中还需要考虑电源的ESR值。
按照式（9）计算得：18.5 V输出[C≥]21 μF，14.5 V输出[C≥]19 μF，-14.5 V输出[C≥]7 μF。正激变换器输出差模电感工作在连续状态其输出纹波电压小，工作在非连续状态其输出纹波电压大。设计上一般将额定输出电流的设定为电感连续和非连续工作状态的临界点，得到输出差模电感的计算公式为：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）
按照式（10）计算得：7.5 V输出[L0]=57 μH，5.5 V输出[L0]=20 μH。按照式（9）计算得各路输出滤波电容：7.5 V输出[C≥]169 μF，5.5 V输出[C≥]365 μF。
2.3 关键点波形和数据
表1列出了反激电路两个辅助绕组给正激电路PWM芯片供电的电压在不同输入电压负载一定下的电压值，表2列出了输入电压一定负载变化下的电压值。
表1 不同输入电压负载一定下的电压值 V
表2 输入电压一定负载变化下的电压值 V
图4 额定输入下反激电路主开关管漏源波形
图5 额定输入下7.5 V正激电路主开关管漏源波形
3 结 论
本文介绍了一种新型的星用多路输出开关电源，不仅有效地解决了传统星用开关电源的一些弊病，同时在电源的小型化设计上具备一定的优势，在星用开关电源的应用上具备广阔的前景。
图6 额定输入下5.5 V正激电路主开关管漏源波形
参考文献
[1] PRESSMAN A L.开关电源设计[M].王志强，译.北京：电子工业出版社，2005.
[2] 刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京：电子工业出版社，2001.
[3] 户川治郎.实用电源电路设计[M].北京：科学出版社，2005.
[4] 甘久超，谢运祥，颜凌峰.DC/DC变换器的多路输出技术综述[J].电工技术杂志，2002（4）：1?4.
关键词：单片开关电源快速设计
TOPSwith Ⅱ
The Way of Quick Design for Single chip Switching Power Supply Abctract:Three ends single chip switching power supply is new type switching power supply core which has been popular since 1990.This paper introduces quick design for single chip switching power supply.
Keywords:Single chip switching power supply，Quick design，Topswith Ⅱ
在设计开关电源时，首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片，既能满足要求，又不因选型不当而造成资源的浪费。然而，这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号，即使采用同一种封装的不同型号，其输出功率也各不相同；原因之二是选择芯片时，不仅要知道设计的输出功率PO，还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD，而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来，在设计之前它们是未知的。
下面重点介绍利用TOPSwitch－II系列单片开关电源的功率损耗（PD）与电源效率（η）、输出功率（PO）关系曲线，快速选择芯片的方法，可圆满解决上述难题。在设计前，只要根据预期的输出功率和电源效率值，即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值，这不仅简化了设计，还为选择散热器提
η/％(Uimin=85V)
中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编码：02192713(2000)0948805
PO/W
供了依据。
1TOPSwitch－II的PD与η、PO关系曲线
TOPSwitch－II系列的交流输入电压分宽范围输入（亦称通用输入），固定输入（也叫单一电压输入）两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1宽范围输入时PD与η，PO的关系曲线
TOP221～TOP227系列单片开关电源在宽范围输入（85V～265V）的条件下，当UO=＋5V或者＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO，纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221～TOP227的电源效率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线（下同）。
1．2固定输入时PD与η、PO的关系曲线
TOP221～TOP227系列在固定交流输入（230V±15％）条件下，当UO=＋5V或＋12V时，PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V，Uimax=265V。
2正确选择TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch－II芯片型号的设计程序如下：
（1）首先确定哪一幅曲线图适用。例如，当Ui=85V～265V，UO=＋5V时，应选择图1。而当Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V时，就只能选图4；
（2）然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置（PO）；
（3）从输出功率点垂直向上移动，直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用，可继续向上查找另一条实线；
（4）再从等值线（虚线）上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小；
（5）最后转入电路设计阶段，包括高频变压器设计，外围元器件参数的选择等。
下面将通过3个典型设计实例加以说明。
例1：设计输出为5V、300W的通用开关电源
通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V～265V。又因UO=＋5V，故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点，然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2％，最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明，选择TOP224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2％，芯片功耗为2.5W。
若觉得η=71.2％的效率指标偏低，还可继续往上查找TOP225的实线。同理，选择TOP225也能输出30W功率，而预期的电源效率将提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根据所得到的PD值，进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。
例2：设计交流固定输入230V±15％，输出为直流12V、30W开关电源。
根据已知条件，从图4中可以查出，TOP223是最佳选择，此时PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：计算TOPswitch－II的结温
这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值，即可用下式求出芯片的结温：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
举例说明，TOP225的设计功耗为1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。设计时必须保证，在最高环境温度TAM下，芯片结温Tj低于100℃，才能使开关电源长期正常工作。
3根据输出功率比来修正等效输出功率等参数
3．1修正方法
如上所述，PD与η，PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V，而图3与图4规定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流输入电压最小值不符合上述规定，就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′，折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在宽范围输入、固定输入两种情况下，K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点：
（1）图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V，195V，图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。
（2）当Uimin′>Uimin时K>1，即PO′>PO，这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率，必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′
（1）首先从图5、图6中选择适用的特性曲线，然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。
（2）将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后从图1～图4中选取适用的关系曲线，并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。
下面通过一个典型的实例来说明修正方法。
例4：设计12V，35W的通用开关电源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，计算出PO=30.4W。再根据PO值，从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片，此时η=81.6％，PD=2W。
若选TOP223，则η降至73.5％，PD增加到5W，显然不合适。倘若选TOP225型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224的价格要高一些，且适合输出40W～60W的更大功率。
3．2相关参数的修正及选择
（1）修正初级电感量
在使用TOPSwitch－II系列设计开关电源时，高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1，这些数值可做为初选值。当Uimin′
查表1可知，使用TOP224时，LP=1475μH。当K=1.15时，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器参数随Uimin′的变化
最低交流输入电压Uimin(V) 85 195 LED的工作电流IF（mA） 3.5 5.0 光敏三极管的发射极电流IE（mA） 3.5 5.0
（2）对其他参数的影响
当Uimin的规定值发生变化时，TOPSwitch－II的占空比亦随之改变，进而影响光耦合器中的LED工作电流IF、光敏三极管发射极电流IE也产生变化。此时应根据表2对IF、IE进行重新调整。
TOPSwitch－II独立于Ui、PO的电源参数值，见表3。这些参数一般不受Uimin变化的影响。
表3独立于Ui、PO的电源参数值
独立参数 典型值 开关频率f(kHz) 100 输入保护电路的箝位电压UB(V) 200 输出级肖特基整流二极管的正向压降UF(V) 0.4 初始偏置电压UFB(V) 16
引言
设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型
图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。
S导通时，对电感列状态方程有
L(dil/dt)=Uin－Uo （1）
S断开，D1续流导通时，状态方程变为
L(dil/dt)=－Uo （2）
占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为
L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）
稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。
由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得
L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo') （4）
式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得
L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo' （5）
由图1，又有
iL=C(duc/dt)＋Uo/R0 （6）
Uo=Uc＋ReC(duc/dt) （7）
式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得
iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt)) （8）
式（8）的推导中假设Re<<Ro。由于稳态时dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得稳态方程为iL=Uo/Ro。这说明稳态时电感电流平均值全部流过负载。对式（8）中各变量附加小信号波动量得
式（9）减式（8）得
iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt)) （10）
将式（10）进行拉氏变换得
iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)] (11)
(s)=（11）一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得
sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s) （12）
由式（11），式（12）得
Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1] （13）
iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro （14）
式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。
2 电压模式控制（VMC）
电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。
图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有
D=Vc/Vs （15）
d=Vc'/Vs （16）
式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。图3没有考虑输入电压的变化，即假设Uin=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得；KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。
在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺点：
1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；
2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。
VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。
3 平均电流模式控制（AverageCMC）
平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（Vcv）和反馈信号（iLRs）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中Rs为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。
采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。
当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有
d=DV'/Vs （17）
不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为
GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）
GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）
高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得
iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）
由式（17）及式（20）有
(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）
将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为
(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）
图7
将s=2πfc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。
GCA中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。
整个环路的结构如图7所示。其中KEA，KFB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点fs很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压Vin而变，外环设计变得更加容易。
4 峰值电流模式控制（PeakCMC）
平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（Vc）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率fc以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以>1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。
峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。
引言
目前，电子设备广泛应用在各种不同领域中，各种的电子设备都离不开开关电源，这些设备在运行中会产生的高密度、宽频谱的电磁信号，一些复杂的环境要求电子设备具有更高的电磁兼容性，于是关于EMC的设计方案就显得十分重要。
一、电磁兼容性（EMC）的体系组成
电磁兼容性（EMC），其主要由电磁敏感性（EMS）和电磁干扰（EMI）组成。电子设备既要兼备使设备本身对外产生的噪声较少，又要有对抗来自外部噪声的功能。能满足此两项条件的电子设备，才能同时使用，互无干扰。电磁敏感性（EMS）指在存在电磁骚扰的情况下，装置、设备或系统不能避免性能降低的能力也就是抗干扰能力；电磁干扰（EMI）指电子设备的输出噪声。所以电磁干扰和电磁敏感性既是一对难解难分的“冤家对头”，又是相互关联的矛盾统一体。
二、电磁兼容的基本概念
国际电工委员会（IEC）定义电磁兼容为：电磁兼容是电子设备的一种功能，电子设备在电磁环境中能完成其功能，而不产生不能容忍的干扰。我国颁布的电磁兼容标准中定义电磁兼容为：设备或系统的在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中任何其他事物造成不能承受的电磁骚扰的能力。说明了电磁兼容的三层意思：一是电子设备应具有的抑制外部电磁干扰的能力；二是该电子设备所产生的电磁干扰应低于规定的限度，不得影响同一电磁环境中其他电子设备的正常工作；三是任何电子设备的电磁兼容性都是可以测量的。
电磁兼容性研究的领域主要包括电磁干扰的产生与传输、电磁兼容的设计标准、电磁干扰的诊断与抑制、电磁兼容性的测试四部分。所研究的对象有自然干扰源和人为干扰源，自然干扰源有大气干扰源（雷电）、天电干扰源（太阳）、热噪声（电阻热噪声），人为干扰源有电网、电刷、家电、点火系统、手机等。我国在该领域起步较晚，但也制定了电磁兼容性的标准，特别在无线电、家电、电动工具等方面制定了规范的测量方法以及标准。
三、电磁兼容性的常见解决方案
目前电磁干扰（EMI）所带来的问题已经是电磁兼容的主要问题，下面就电磁干扰的产生原因、解决方法、以及元件选择和电路板的制作方法做简单介绍。
1、开关电源电磁干扰（EMI）的产生及解决方法
1.1开关电源外部电磁干扰和内部电磁干扰的产生原因
220V/50HZ交流电网或115V/400HZ交流发机电机发电机，都存在各式各样的EMI噪声，还有人为的EMI干扰源如各种雷达、导航、通信等设备的列线电发射信号，会在电源线上和电子设备的连接电缆上感应出电磁干扰信号。
开关电源本身工作时也会产生各种各样的电磁干扰噪声，比如线性稳压电源中，因整流而形成的单向脉 动电流也会产生电磁干扰，开关电源本身在功率变换时也会产生很强的EMI噪声源，这些EMI噪声也会严重影响其它电子设备的正常工作。
1.2针对EMI噪声源采用的对策方法
常用对策就是采用无源噪声滤波器，无源噪声滤波器主要作用是防止外来电磁噪声干扰电源设备本身控制电路的工作和外来电磁噪声干扰负载工作，同时抑制电源设备本身产生的EMI还可以抑制由其它设备产生而经过电源传播的EMI。无源噪声滤波器有两种类型，一种是共模噪音，一种是差模噪音，我们把两条交流输入引线上传输电位相等相同的干扰信号称之为差模噪音，而把交流输入线对大地的干扰称之为共模噪音，对于任何电源输入线上传导的EMI噪声，都可以用差模和共模噪音来表示，一般主要是抵制共模噪声，因为共模噪声在全频域特别是高频占主要部分而在低频内差模噪声比例较大，所以应根据实际情况设计合理的噪声滤波器。
电源噪声滤波器主要由共模线圈，差模电感，以及共模电容和差电容组成，其主要设计原则是选择合理的共模电感线圈，使用磁芯有环形、巨形和U形，材料是铁氧体，而差模电感线圈一般采用金属粉压磁芯，差模电容接在交流输入线两端安全等级分两种，一种适合一般场合，另一种适用于会出现高的噪音峰值电压的应用击倒，共模电容接在交流进线与机壳地之间，它的容量是个重要参数，使其在额定频率电压漏电流小于安全规范值。
2、元器件选择
元器件的选择也是单板 EMC性能的主要影响因素。每种类型的电子元器件都有她自己的特性，这就需要仔细考虑设计。电子元器件的选择方法可以来减少或者抑制EMI。
2.1器件封装
电子元器件的封装可以分为两类，无铅封装和有铅封装。有铅封装的元器件会产生寄生效应，特别是在高频范围中，铅的低值电感大概是1nH/mmlead. 在终端也可以产生小的电容效应，在4pf附近。因此应当尽可能的减少铅的长度。无铅和表面贴的元器件相比来说有更小的寄生效应，首选应当是表面帖元器件，然后是径向的有铅封装元器件，然后才是轴向的有铅封装元器件。
2.2电阻
要想低的寄生效应，表面贴电阻是首选。有铅封装类型的电阻，选择顺序由高到低的次序是 炭膜电阻>金属氧化膜电阻>线绕电阻。在放大电路设计中，电阻的选择极为重要。在高频范围内，由于在电阻上的感应影响，阻抗会增大。因此，增益调整的电阻应尽可能地放置在靠近放大电路的地方，来降低板子的感应系数。
2.3电容
选择合适的电容不是一件容易的事情，因为电容有不同的类型及行为反应。电容是解决许多 EMC问题的重要器件，旁路电容和去耦电容应当在电源入口的地方尽力靠近放在一起，来滤掉高频噪声，去耦电容的取值大约是旁路电容的1/100到1/1000，去耦电容应当尽可能的靠近IC，因为导线电阻会降低去耦电容的作用。
2.4电感
电感是电场和磁场的连接器件.因为可以和磁场相互影响固有的本性，所以电感比其他元器件更敏感。和电容一样，当我们恰当的应用电感时， 它可以解决许多EMC问题。
2.5二极管以及集成电路
二极管是最简单的半导体器件。结合它们独特的个性，一些二极管可以解决或者改善有关 EMI的问题。集成电路的制作技术也会影响到设备的电磁兼容性（EMC）。
3、印刷电路板Layout技术
印刷电路板的Layout技术也是EMC性能的重要影响因素之一。PCB是系统中固有的一部分，所以通过PCBlayout技术来改进EMC性能对最终产品不会增加任何额外的费用。
采用常见的一些设计技术：例如分割、局部电源和IC的去耦、基准面的射频电流、走线分离、保护和分流走线、采用接地技术等。在这里就不一一说明了。
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与外围电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
（1、烟台德尔自控技术有限公司，山东 烟台 264006 2、沈阳工业大学，辽宁 沈阳 110178）
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与外围电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
3 结论
24V输出电压波形
参考文献
[1]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].第一版.北京：电子工业出版社，1999，7.
[2]赵书红，谢吉华，曹曦.一种基于TOP Switch的变频器开关电源[J].电气传动，2007，26（9）：76-80.3 结论
24V输出电压波形
参考文献
【关键词】开关电源；LDO；OLED
1 引言
有机电激发光二极管（Organic LightEmitting Diode，OLED）由于同时具备自发光，不需背光源、对比度高、厚度薄、视角广、反应速度快、可用于挠曲性面板、使用温度范围广、构造及制程较简单等优异特性，被认为是下一代的平面显示器新兴应用技术。OLED由非常薄的有机材料涂层和玻璃基板构成。当有电荷通过时这些有机材料就会发光。由于OLED具有以上特点，近年来，在手持红外设备的显示组件中，OLED已经广泛的取代了原有的CRT显示组件。
2 显示驱动板原理介绍
OLED显示组件由OLED屏及显示驱动板组成，OLED显示屏采用北方光电的SVGA060显示屏，该显示屏具有视频格式自动检测、自动增益控制等特性。输出分辨率为768×576，支持单色或彩色信号。由于显示屏是数字视频接口，而红外热像仪输出的是模拟视频信号，显示驱动板的主要作用是对热像仪输出的视频信号进行AD转换，并提供显示板工作所需的电源及控制串口。
3 基于TPS65053的显示驱动电路电源的改进
原OLED驱动板视频AD采用TI公司的ADV5150，单片机采用SiliconLab公司的C8051F330。电源部分，由于该系统需要5V，3.3V，1.8V3个数字电源，而热像仪给出的输出电源只有5V，原设计中考虑到电源纹波对显示效果的影响，对5V到3.3V和1.8V的转换采用LT公司的微封装LDO――LT1761ES53.3和LT1761ES51.8，显示驱动板的单板电流为70mA左右，加上OLED屏，总电流为100mA左右，一套OLED显示组件的功耗为500mW左右。当今手持设备趋于小型化、低功耗化，这样的功耗是比较大的。因此，考虑采用开关电源来代替LDO，完成5V到3.3V和1.8V的变换，因开关电源的转换效率很高，如TI公司生产的TPS65053，其效率可达92%以上，可有效降低显示组件的功耗。TPS65053内部集成2路开关电源，输入电压最大值为6V，两路DCDC可分别提供1A的驱动能力，集成度高，单片面积小，非常适合显示驱动电路的使用。TPS65053的电源设计如图2所示。
4 电源输出纹波的压制
考虑到输出纹波对显示效果的影响，需设计电路对输出电压的纹波进行压制。受制于驱动板的实际板尺寸（26*26mm），采用输出电容加三端滤波器进行电源滤波，因TPS65053本身的设计原理限制，该电源的输出纹波本身就比较小，而对输入纹波有较大的影响，为防止其影响输入的5V，故在输入端也增加三端滤波器及磁珠，以抑制纹波。
5 实验效果
通过制板实验，使用开关电源的显示驱动电路的单板电流为35mA左右，整套OLED显示组件的总电流降至57mA左右，总功耗为285mW左右，相比于原显示组件，功耗降低了约1/2。因电路设计合理，纹波抑制较为理想，3.3V与1.8V的电源输出纹波均在50mV以下，5V的输入纹波也没有明显的增加，显示效果与原方案无明显区别。因显示组件的功耗大大降低，发热明显减少，OLED的使用寿命得以延长。
目前，该显示组件已应用于某型便携式红外夜视仪和某型红外瞄准具中。红外夜视仪为双目设计，采用新显示组件后，总电流由800mA左右降低到720mA左右，使用时间延长了约10%；而红外瞄准具是单目设计，采用新显示组件后，整机电流由320mA降低到275mA，使用时间延长了约14%，取得了良好的应用效果。
参考文献：
[1]SVGA060.OLED及其复合视频驱动板使用说明书，云南北方光电技术有限公司
关键词： 煤矿用直流稳压电源 井下通信专用开关电源本质安全
1.引言
煤矿用直流稳压电源是保证煤矿监控系统安全、有效、准确工作的重要设备。它广泛应用于井下通讯、信号采集处理、过程监控等环节，它的技术先进性、功能适应性，以及产品的质量对整个系统的可靠性和性能价格比有着重要的影响。根据资料显示，电子设备的故障大约70%是由于电源引起的［1］。所以，直流稳压电源的性能将直接影响煤矿的安全生产。
2.通信电源系统及电磁兼容和防雷设计
通信电源系统由交流供电系统、直流供电系统和接地系统组成，交流供电系统由主用交流电源、备用交流电源、高压开关柜、电力降压变压器、低压配电柜、低压电容器屏和交流调压稳压设备及连接馈线组成的供电总体［2］。由整流设备、直流配电设备、蓄电池组、直流变换器、机架电源设备和相关的配电线路组成的总体称为直流供电系统［3］。
根据对象不同，可采取不同的供电方式，主要供电方式有：整流器独立供电方式，也称没有蓄电池的直流供电方式。电信系统经过整流器，从市电直接获得直流电的供电。高频开关整流器，也称无工频变压器整流器［4］，主要有三部分组成：主电路、控制电路和辅助电源。
电磁兼容（EMC）是表示一种状态的特征，即各种电气设备正常工作互不干扰，它们对其它电气设备不产生电磁干扰，并具有抗外界电磁干扰的能力，因而在同时运行时，各自的功能不受到影响，同时也不受到自然电磁现象［5］，如闪电雷击的影响。
电磁骚扰分为传导骚扰和辐射骚扰。
（1）骚扰限值
电源端口传导骚扰值。当采用准峰值检波测试仪所测试的骚扰值不大于平均值限值时，则认为受试单元满足了两种极限值，就不必在用平均值检波测试仪进行测试。如果测试仪上所示读数在极限值附近波动，则读数的观察时间不少于15s，记录最高读数，孤立的瞬间高值读数忽略不计。电信电源设备信号/控制端口的传导骚扰限值待定。
（2）辐射骚扰限值
在电源系统中经常受到过电压的干扰，过电压产生于下列主要原因。
（1）雷电过电压，包括受直击雷和感应雷产生的雷电过电压。
（2）电源系统内部过电压，包括工频过电压、操作过电压和谐波过电压。
按照YD5078―98通信行业标准《通信工程电源系统防雷技术规定》根据电源设备安装地点条件和额定工作电压的不同，在电信工程中，电源系统按耐雷电冲击指标分为5类。氧化锌压敏电阻是电信电源设备主要采用的避雷器，由于它性能优越、结构简单、小型可靠，得到广泛应用，并有替代过去使用阀式避雷器的趋势。压敏电阻的规格以压敏电阻值和耐流能力表示。主要技术指标有冲击击穿电压、残压和耐流能力，与放电管比较，响应速度快，耐流能力可达10 K（8/20 μs电流波形）。
作为本质安全防爆开关电源，其设计和评价本质安全电路的基本依据是电火花的最小点燃能量。当电路中的电火花能量达到一定数量级时，将会引燃爆炸性混合物，造成不可估量的损失。因此，在设计本质安全防爆开关电源时，必须严格按照本质安全防爆的要求进行设计，也就是其放电火花能量不能大于最小点燃能量。
3.电信电源设备和系统的可靠性分析
可靠性就是在规定的条件下和规定的时间区间内完成规定功能的能力。可靠性对于电信十分重要，这是因为电信设备乃至由它构成的电信系统日趋电子化，电信设备乃至由它构成的电信系统越复杂，出现故障的概率越高。
可靠度，产品在规定的条件下，规定的时间内，完成规定功能的能力的概率称为该产品的可靠度。
（1）平均失效率
λ（t）==
将上式改写成微分方式，得到：
λ（t）=-
（2）平均寿命与平均维修时间。使用寿命是产品在规定的条件下从规定时刻开始，到失效密度变到不可接受或产品的故障被认为不可修理时的时间区间。
根据可靠度的定义，一种产品在t时刻内正常工作的概率为R（t），则按照统计理论，该产品寿命的数学期望值亦即使用寿命T可表示为：
T=?蘩R（t）dt=?蘩edt=
电信电源系统的可靠性估算。
对于电源系统，则要根据具体的电路结构、构成系统各种电源设备在考察情况下的可靠性用估算的方法估算其可靠性。为此，必须把物理结构的供电系统图，改变成表示构成电源系统的各个部分在电路中关于可靠性的逻辑关系的方框图。其供电方框图如图1所示。
（1）交流电源部分的稳态不可用度U和平均恢复前时间MTTR。二类市电的年稳态不可用度应小于3×10，平均故障持续时间应不大于6h；柴油发电机组运行过程中的故障率极低，其平均失效间隔时间MTBF应不小于600 h，远低于启动失败率，可靠性估算中可予忽略。由于市电与柴油发电机组并联，再与交流配电屏串来联，先计算并联柴油发电机组的U。
计算市电与柴油发电机组并联的MTTR为：
MTTR===0.462
由于市电与柴油发电机组并联后，再与交流配电屏串联，故交流电源部分的平均恢复前时间MTTR为：
MTTR=
==0.534
（2）整流器以前部分的稳态不可用度U和平均恢复前时间MTTR。首先计算两台整流器并联的稳态不可用度Uzs。
单台整流器的平均失效间隔时间MTBF为5×10 h。由以下公式可求出单台整流器的MTTR：
U=
MMTR==0.33（h）
由于两台整流器并联，故：
MTTR=×0.33=0.165（h）
交流电源部分与整流器串联，故整流器以前部分的稳态不可用度U为：
U=U+U=4×10+ 4.356×10≈ 4×10
整流器以前部分的MTTR为：
MTTR=
==0.534
4.主电路设计
4.1充放电控制电路的设计
系统选择的STSR12M7.0AT型蓄电池在使用时要防止过充电和过放电，一般限制在±10%左右的额定电压以内。对于12 V的铅酸蓄电池，其充电电压最高为13.2 V，最低放电电压为10.8 V，三个12 V铅酸蓄电池串联使用时，则最高充电电压为39.6V，最低放电电压为32.4 V。
4.2DC/DC变换器的设计
AC/DC是交流和直流连接部，此时的额定电压为220/380ACV，模拟雷电压冲击波电压峰值为2.5kV（1.2/50μs），模拟雷电流冲击波电流峰值为1.25 kA（8/20 μs）。选择相应的避雷器产品满足其要求［6］。
单片开关式集成稳压器被誉为新型高效节能稳压电源，其电源效率可达90%以上。由于它把开关电源所需的基准电压源、锯齿波发生器、脉宽调制器（PWM）、功率输出级（即开关功率管）和各种保护电路全部集成在芯片中，实现了单片集成化，因此它在各种开关电源中的集成度最高、功能最全、性能优良而电路非常简单［7］。
5.结语
煤矿用直流稳压电源是保证煤矿监控系统安全、有效、准确工作的重要设备。长期以来一直是井下监控系统稳定、可靠工作的关键所在。它广泛应用于井下通讯、信号采集处理、过程监控等环节，它的技术先进性、功能适应性，以及产品的质量对整个系统的可靠性和性能价格比有着重要的影响。
本文创新点：针对煤矿井下湿度大、矿尘大、电磁干扰大，以及空间小、工作场所分散等这些特殊要求，设计了井下通信专用开关电源，符合本质安全型输出的要求，特别是本质安全信号在传输电缆断裂等各种故障情况下，均不能导致燃烧和爆炸事故的发生。还可在75%―115%的输入电压范围内能稳定工作，并有足够的功率输出，满足不间断供电，安装使用也比较方便，可靠性和供电质量都非常高。
参考文献：
［1］户永清.高性能开环直流稳压器设计［J］.微计算机信息，2006，（02）.
［2］张立森，王立志，邵一丹.基于CMOS的开关电容DC-DC降压变换器［J］.微计算机信息，2007，（20）.
［3］朱雄世．新型电信电源系统与设备．人民邮电出版社，2002.
［4］李爱文．现代通信基础开关电源的原理和设计．科学出版社，2001.
［5］白同云，吕晓德．电磁兼容设计．北京邮电大学出版社，2001.
［6］张卫平等．绿色电源―现代电能变换技术及应用．科学出版社，2001.
［7］王英剑，常敏慧，何希才.新型开关电源使用技术.电子工业出版社，1999.
关键词：电流控制方式；PWM；开关电源；设计
随着国家政策的倾斜，我国电力的发展越来越快，对开关电源性能的要求也越来越高。基于电流控制方式的PWM开关电源是一种高精度控制的形式，利用该设计形式可以保证配电系统输出电压、电流的稳定性，由此确保整个供配电系统具备相对较好的动态响应性和输出稳定性。下面，主要针对基于电流控制方式的PWM开关电源设计展开讨论，以便可以实现更好的开关电源设计。
1 开关电源的控制方式
开关电源的实质是完成DC-DC变换过程的一套系统，其构成部件主要涉及主电路和控制电路两个方面。由于PWM电流控制开关电源使其开关动作始终受到固定脉冲波控制，所以它的脉宽也将根据负载与输入电压值的变化而变化。基于电流控制方式的PWM开关电源的电路控制须依仗开关控制通断，从而实现利用输出电压调节并控制主电路的整体工作。究其控制的参数而言，开关电源控制的方式主要涉及电路模式和电压模式两种。电流模式则涉及平均电流模式和峰值电流模式两种，且电流模式在实现高精度跟踪电流设定值方面具有良好效果，且对电流放大装置具有增益效果，并能在任何一套电路中实现拓扑应用。与此同时，平均电流模式不需要斜坡补偿，因而在PWM开关电源设计中可以优先考虑选用平均电流控制模式。
2 基于电流控制方式的PWM开关电源的设计
2.1 设计思路
基于电流控制方式的PWM开关电源设计根本是将电压电流的平均值设定为电流控制内涵的控制信号，然后利用控制信号实现对整个开关电源的控制。在开关周期内，电感电流的积分值和电流的平均值呈正比关系。因此，利用控制电流积分值可以有效控制电感电流的平均值。比如，于Buck型开关电源内设定恒定的输入电压，也就是说明它可以完全忽略输出电压纹波。利用电流控制环路可增加部分调解积分的电流误差放大装置，即可完成对平均电流的控制。于某个开关周期中，也可利用电流误差放大装置对电路输入端电压并确定平均电流值，利用对电阻电压信号的检测取样又可取得电感电流的实际值。然后，将以上取得的电感电流实际值输送到电路误差放大装置，使得电感引起的高频达到极点，从而实现电流高频噪声的有效抑制。与此同时，计算比例积分，且选用适宜的电路参数，即可保障整个电路具备良好的稳定性。
2.2 系统建模
基于电流控制方式的PWM开关电源的设计应以维持输出电压或输出电流的稳定为前提条件，利用负反馈控制和Buck型电路作为建模基础。与采用峰值电流模式的PWM开关电源相比而言，平均电流模式还需在开关电源中配置一套电流调节装置。另外，电路系统功率控制应构建一种功率级模型，该模型包括多组输出变量与输出变量，其主要目的在于获取占空比于输出电压或电感电流之间的相互控制关系，也能掌握输入电压于以上二者参数之间的相互作用关系。当前，不同种开关电源的主电路连接形式有所不同，不同物理量的相互关系于功率级电路内仍然维持原状。因此，可利用开关级等效电路嵌入PWM开关电源拓扑结构的方式构建功率级模型。然后，又可在功率级模型的基础之上对控制回路予以建模。控制回路则主要由电流检测部件、电流调节装置、电压调节装置、电阻分压装置和占空比调制装置组成。电流检测部件则由电流检测放大装置和电感元件以串联方式构成，可实现闭环变压的放大功用。电流调节装置则由电阻电容网与运放系统构成，可接收电流检测部件两组输入信号，且同时又能利用电流信号运算实现调节电流的作用。控制回路内仍需通过占空比调制装置来接收调节装置运算数据并得到输出电压值和斜坡输入电压值，最后可以获知占空比变量和电压信号二者之间的联系。在该环节中，电流的斜率与幅度将发生较大的变化，因而可以完全实现对电流的有效控制。同时，利用运算获得的模块传递函数便可构建起平均电流控制模型下的PWM开关电源系统模型。
另外，若电压环处于开路状态下，可应用Ti（s）来定义电流环开环环路电流的增益传递函数。在分析电流增益函数以后，可为系统电流调节装置的整个回路提供有价值的参数依据，从而保证电路系统的稳定性和高效性。电压负反馈环在断开状态下，电流环路的增益可由Ti（s）=TpiR1GCL（s）Fm公式计算。电压环处于断开或电流环处于闭合状态下，输入信号则为控制电压V0，输出信号则为负载电压V0，且控制电压则为控制负载电压。由已构建的系统模型可实现电流环路的低频增益、相位裕度和截止频率的具体反映，也可提升整个电路系统的高精度控制。同时，在设计实际电路系统中，通过对应实际电路的构造结构与模型环节便能确保整个电路系统设计的高精度控制。
2.3 仿真分析
本节仿真分析的主要目的在于对已构建系统模型的精度控制予以验证，利用Matlab数学模型绘制系统控制电压于输出电压的传递函数Bode图形。利用以上方式，即可设计出一组30V/50全桥开关电源，其开关的频率则为20kHz，而输入电压的变化率可保证处于±10%范围内。同时，开关电源滤波电容约为1000Μf，滤波电感则为1Μh。通常情况下，开关电源的相角不小于45°，因而可以保证电路系统的良好稳定性。与此同时，电路系统在穿越频率方面较高，因而保证了电路系统具有良好的高效性。另外，电路系统外部存在干扰电压，整个电路系统的输出电压将继续维持稳定。最终，我们所设计的基于电流控制方式的PWM开关电源是一种兼具稳定性与高效性的元件，只有具备良好的系统稳定性和高效性才能确保整个电路系统具有应有的动态响应特征。
3 结束语
随着我国电力需求日益增加以及电力市场不断完善，开关电源设计工作逐步趋于完善。基于电流控制方式的PWM开关电源设计可获取一种以平均电流PWM开关电源建模方案，在其设计过程中通过功率级传递函数构建与之相应的数学仿真模型，并通过Matalb对响应的数学仿真模型予以验证，并根据该模型完成系统设计。经系统建模、仿真分析两个重要步骤得出的平均电流PWM开关电源具备良好的系统稳定性和动态响应特征，可以满足各类电路系统的需求，希望借此论文为广大同行朋友提供一些可供参考的依据。
参考文献
[1] 解凌云，丁然.移相控制软切换PWM开关电源设计[J].鞍山钢铁学院学报，2012，（02）：98-101.
摘 要： 由于传统的单片机开关电源节能控制系统设计不完善，可靠性和抗干扰能力均偏低。因此，构建可靠性和抗干扰能力较高的单片机开关电源节能控制系统，该系统由节能控制模块和单片机监控模块组成。节能控制模块由滤波器、脉冲宽度调制电路和变压器组成。滤波器将单片机开关电源中初始直流电的不正常波形除去，再经由脉冲宽度调制电路将其转换成方型波，并输出到变压器中进行单片机开关电源的节能控制，最终使其以低能耗直流电的形式输出到单片机监控模块。单片机监控模块为低能耗直流电提供数据显示功能，并对单片机开关电源进行实时监控。软件给出系统对节能控制模块的控制流程图，以及检测单片机开关电源是否需要进行节能控制的代码。实验结果表明，所设计的系统具有较高的可靠性和抗干扰能力。
关键词： 单片机； 开关电源； 节能控制； 单片机监控模块
中图分类号： TN86?34； TP277 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）02?0141?04
Abstract： Since the design of the traditional switching power supply energy?saving control system based on single chip microcomputer （SCM） is imperfect， and its reliability and anti?interference ability are poor， an SCM?based switching power supply energy?saving control system with high reliability and anti?interference ability was constructed. The system is composed of the energy?saving control module and SCM monitoring module. The energy?saving control module is composed of the filter， pulse width modulation circuit and transformer. The filter is used to remove the initial DC′s abnormal waveform from SCM?based switching power supply， convert it into the square waveform through the pulse width modulation circuit， and then output it to the transformer for energy?saving control of SCM?based switching power supply. Finally， the current is output to the SCM monitoring module in the form of low energy consumption DC. The SCM monitoring module provides the data display function for the low?energy consumption DC and monitors the SCM?based switching power supply in real time. The control flow chart of the system′s energy?saving control module， and the codes to detect whether the SCM?based switching power supply needs energy?saving control are given in software part. The experimental result shows that the designed system has high reliability and anti?interference ability.
Keywords： single chip microcomputer； switching power supply； energy?saving control； SCM monitoring module
0 引 言
近年来，单片机开关电源以其高效、便于携带以及控制效果明显等特点，得到使用者的一致好评[1?3]。然而，在大力提倡“节能减排”的当今社会，使用者开始关注单片机开关电源的能耗问题。由于传统的单片机开关电源节能控制系统设计不完善，可靠性和抗干扰能力均偏低[4?6]。因此，构建出一种可靠性和抗干扰能力均高的单片机开关电源节能控制系统，是使用者关注的重点。以往研究的单片机开关电源节能控制系统均存在一定的问题，文献[7]提出基于可控硅整流器的单片机开关电源节能控制系统，该系统利用可控硅整流器转换单片机开关电源的初始电流，以实现对单片机开关电源的节能控制。但该系统的噪音大，可靠性不高。文献[8]提出IGBT单片机开关电源节能控制系统，该系统通过提高单片机开关电源的工作效率，进而实现对单片机开关电源的节能控制。但IGBT受环境因素的影响较大，导致整个系统的抗干扰能力较弱。文献[9]提出PWM单片机开关源节能控制系统，利用PWM电路进行单片机开关电源初始直流电的整流工作，该系统的节能控制效果虽好，稳定性却不高。
为解决以上问题，构建可靠性和抗干扰能力均高的单片机开关电源节能控制系统。实验结果表明，所设计的系统具有较高的可靠性和抗干扰能力。
铝电解电容的设计缺陷
AC-DC电源转换器，要实现交流到直流的变换，首先需要将交流电压经过整流滤波后形成一个稳定、平滑的直流电压给自身及外部器件供电。而电解电容由于具有单位体积内电容量大、额定容量大（可实现法拉级）、价格低廉等优点，常成为常规开关电源中整流滤波的关键器件。电解电容是由铝圆筒做负极，里面装有液体电解质，插入一片弯曲的铝带做正极制成，电解液在高温和低温等极端条件下，非常容易漏液和干涸，从而使其电气属性发生变化，最终导致电容失效。一旦铝电解电容失效，因其剧烈反应形成压力，就会释放出易燃、腐蚀性气体，导致AC DC模块电源失效。
根据铝电解电容的物理结构，可以用图1中所示的电路等效，其中CAK代表两电极问的理想电容量；Rp是并联电阻，代表了电容的漏电流成分；Rl代表了电容引出端及电极部分的串联电阻成分；L代表了引出线和连接处的等效串联电感成分。
铝电解电容的性能主要依赖其中介质部分，即阳极金属氧化膜部分。除受初始工艺的影响外，在工作过程中，电解液也会不断修补并增厚该氧化膜，随着阳极金属氧化膜的不断增厚，铝电解电容等效电路模型中的电容值C会不断下降，等效串联电NESR会不断增大，同时阴极反应产生的氢气又加速了电解液的挥发，这些便是引起铝电解电容退化的主要因素。
因而，虽然电解电容有着其他类型的电容无法替代的优势，但还是具有内部损耗大、静电容量误差大、漏电流大、高低温特性差等缺陷。故采用电解电容设计的常规AC DC电源模块在高低温特性、可靠性、使用寿命等方面具有明显的劣势。
那么，如果AC-DC电源设计中不使用电解电容，电源产品将会怎样呢？无电解电容的AC-DC电源模块是否可避免上述致命缺陷？
无电解电容产品的优势
与电解电容相比，陶瓷电容具有极低的ESR和ESL，能降低因寄生参数而引起的损坏风险；同时，因陶瓷电容的电解质在高低温等极限条件下不易挥发、凝固，容量相对稳定，能长时间保持电容的电气特性，从而极大地提高了电源产品的高低温性能和长期使用的可靠性。
1 高效、环保
LN系列采用填谷电路进行设计，利用高压陶瓷电容完美替代铝电解电容，增加了整流管的导通角，使输入电流波形从尖峰脉冲变得更接近正弦波，从而大幅度提高电源的功率因素（如表1所示），提高电源的转换效率，更加利于环保节能，显著降低总谐波失真（见图1）。
以下所有表中旧方案为采用电解电容的产品，新方案为采用填谷电路无电解电容的新产品。
2 产品寿命的提升
电源本身是一个功率器件，在正常工作时功率损耗通过热的形式散发到外部，其内部的变压器、开关器件、整流二极管等都是发热器件。除内部因素外，大部分电源需应用在较高的环境温度中，这些都会导致电解液的挥发，降低电解电容的使用寿命。
陶瓷电容采用特性最稳定的陶瓷材料作为介质，特别是一类陶瓷电容（NOP）能实现55～+125℃的工作环境温度，容量变化不超过±30×10-6/℃。电容温度变化时，容值很稳定，即具有温度补偿功能，适用于要求容值在温度变化范围内稳定和高Q值的线路以及各种谐振线路中；二/三类陶瓷（X7R）实现55～+125℃的工作温度范围内，容量最大的变化为±15%。
从高压陶瓷电容的介质与铝电解电容的电解液介质本身的特性可以看出，陶瓷电容能够承受更严格的环境要求，对电源产品的寿命、可靠性的设计都有着重要的意义，能够很大程度地提高电源产品的使用寿命以及可靠性。
无电解电容AC-DC电源模块LN系列通过采用填谷电路，利用高压陶瓷电容成功替代铝电解电容，能够有效避免电解电容因内部电解液导致的高低温性能差问题；避免因电解液的挥发导致电容容值下降、电源产品寿命降低问题；甚至可以避免因电解液的剧烈喷发或者漏液引起的安全问题。
3 稳定的高低温特性
目前，大多数常规电解电容的额定工作温度为105℃，但因电解电容在高温条件下电解液易挥发，电源本身发热较大等原因，常规采用电解电容的AC-DC电源只能工作在70℃的环境条件下。要提高电源的工作环境温度，必须采用价格更昂贵、体积更大的电解电容，或者以降额的方式实现高低温条件下的应用，图3为金升阳常规AC-DC电源产品在高低温环境下的降额要求。
LN系列能在成本、体积变化不大的情况下实现高温工作，能满足-40～+70℃条件下无任何降额要求，可应用在环境温度较高/较低，且对电源产品的可靠性、使用寿命较高的场合，如路灯控制、LED等行业。
4 高EMC特性
金升阳无电解电容LN系列产品，充分考虑到不同应用场合、不同的设计要求，对产品的EMC性能进行了全面的升级优化。在模块内部通过PCB设计、采用多级EMC滤波等方式实现在无任何防护器件的情况下EMI满足CLSS B，防浪涌能力达4级。
关键词：继电保护装置；工作原理；故障分析；验证
中图分类号：TM58文献标识码： A 文章编号：
本文从开关电源的原理入手，以测试的角度，对两种有故障的电源模块通过试验再现其故障现象，并分析了其故障原因，最后对改进后的开关电源进行了对比验证。
1开关电源工作原理
用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变为另一形态，用闭环控制稳定输出，并有保护环节的模块，叫做开关电源。高压交流电进入电源，首先经滤波器滤波，再经全桥整流电路，将高压交流电整流为高压直流电；然后由开关电路将高压直流电调制为高压脉动直流；随后把得到的脉动直流电，送到高频开关变压器进行降压，最后经低压滤波电路进行整流和滤波就得到了适合装置使用的低压直流电。电源工作原理框图如图1所示。
2 故障现象分析
由于继电保护用开关电源功能要求较多，需考虑时序、保护等因素，因此开关电源设计中的故障风险较高。另外供电保护装置又较民用电器工作条件苛刻，影响继电保护开关电源的安全运行。本文着重分析了两种因设计缺陷而造成故障的开关电源。
2.1 输入电源波动，开关电源停止工作
（1）故障现象：外部输入电源瞬时性故障，随后输入电压恢复正常，开关电源停止工作一直无输出电压，需手动断电、上电才能恢复。
（2）故障再现：用继电保护试验仪，控制输入电压中断时间，通过便携式波形记录仪记录输入电压和输出电压的变化。控制输入电压中断时间长短，发现输出存在如下三种情况：①输入电源中断一段时间（约100～200ms ）后恢复，此后输入电压恢复正常，开关电源不能恢复工作。（此过程为故障情况），具体时序图见图2所示。
②输入电压长时中断（大于250ms）后恢复，+5v、＋24v 输出电压均消失，此过程与开关电源的正常启动过程相同。具体时序图见图3所示。
③ 输入电压短暂中断（小于70ms）后恢复，+5V输出电压未消失，而＋24V 输出电压也未消失，对开关电源正常工作没有影响。具体时序图见图4所示。输入电压消失时间短暂，由于输出电压未出现欠压过程，电源欠压保护也不会动作。
（3）故障分析：要分析此故障，应先了解该开关电源的正常启动逻辑和输出电压保护逻辑。
输入工作电压，输出电压＋5V 主回路建立，然后由于输出电压时序要求，经延时约 50ms , + 24V 输出电压建立。输出电压欠压保护逻辑为：当输出电压任何一路降到20%U 。以下时，欠压保护动作，且不能自恢复。更改逻辑前，因输入电压快速通断而引起的电源欠压保护误动作，其根本原因是延时电路没有依据输入电压的变化及时复位，使得上电时的假欠压信号得不到屏蔽，从而产生误动作，如图2所示。
（4）解决措施：采取的措施是在保护环节上增加输入电压检测电路，并在延时电容上并接一个电子开关，只要输入电压低于定值（开关电源停止工作前的值），该电子开关便闭合，延时电路复位，若输入电压重新上升至该设定值，给保护电路供电的延时电路重新开始延时，电源重启动时的假欠压信号被屏蔽，彻底解决了由于输入电压快速波动所产生的电源误保护。从而避免了图2的情况，直接快速进入重新上电逻辑，此时的输出电压建立过程见图3所示。
（5）试验验证：用继电保护试验仪状态序列模拟输入电源中断，用便携式波形记录仪记录输出电压随输入电压的变化波形。调整输入电压中断时间，发现调整后的电源仅出现①、②两种情况，不再出现②即故障情况。
2.2 启动电流过大，导致供电电源过载告警
（1）故障现象：电源模块稳态工作电压为220V，额定功率为20.8W，额定输出时输入电流约为130mA 。当开关电源输入电压缓慢增大时，导致输入电流激增，引起供电电源过载告警。
（2）故障分析：经查发现输入电压为60V时，电源启动，此时启动瞬态电流约为 200mA，稳态电流为600mA，启动时稳态电流和瞬态电流将为600±200mA ，造成输出电流激增。而由于条件限制，此电源模块的供电电源输出仅为500mA ，因此造成供电电源过载。
由于开关电源工作需要一定的功率，设计中由于未考虑到电源启动时，输出回路的启动需要一定的功率，而启动电压比较低，所以功率的突增，必然带来开关电源启动瞬态电流的激增，电流的激增对供电电源有较大的冲击。
（3）解决措施：启动需要的功率一定，如果要减小启动电流，可以考虑增加启动电压的门槛。将开关电源的启动电压提高到 130～140V 。
（4）试验验证：调整开关电源的启动电压后，通过试验仪模拟输入电压缓慢启动。当开关电源在满载情况下，试验中缓慢上升输入电压（上升速率5V/s 或 10V/s )，从0～130V启动，启动时稳态电流降低到200～220mA，稳态电流大约为 200±100mA，因而启动时稳态电流和瞬态电流将为 400±100mA ，启动电流较改进前减小 300mA，不会对供电电源造成太大的冲击。可有效避免输入电压瞬间降低时，给整个供电回路造成较大的电流冲击。
