时间：2024-01-10 15:09:29
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇逆变电源的设计，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
第1章
概述
任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制的线性正弦波逆变电源
。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。
正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。
总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。
第2章
设计总思路
2.1总体框架图
滤波电路
逆变电路
输入315V直流电
驱动电路
UC3842脉宽调制电路
输出220V交流电
误差比较
图1
总体框图
此次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单相桥式逆变电路，对高频开关器件常用PWM波控制，要产生正弦波可采用SPWM控制方法，通过控制电力电子器件MOSFET的关断来控制产生交变正弦波电压。控制电路主要实现产生SPWM波，设计要求选用UC3842电流控制型PWM控制器产生控制脉冲。而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC3842内部提供的谐振器加入外围电阻电容产生。此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。
主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用SPWM控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。
由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。要实现电流、电压的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。
2.2设计的原理和思路
图2
正弦波逆变电源的组成框图
该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2A,有欠压、过压和过流等多重保护功能。
第3章
主电路设计
3.1
SPWM波的实现
3.1.1
PWM固定频率的产生
PWM波形产生原理图如图3.1.1所示
图3.1.1
PWM波的产生电路图
PWM固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片的资料见如下：
管脚说明：
引脚1：误差放大反向输入
脚9：PWM比较补偿信号输入端
引脚2：误差放大同向输入
引脚10：外关断信号输入端
引脚3：振荡器外接同步信号输入端
引脚11：输出A
引脚4：振荡器输出端
引脚12:信号地
引脚5:振荡器定时电容接入端
引脚13：输出级偏置电压接入端
引脚6：振荡器定时电祖接入端
引脚14：输出端B
引脚7:振荡器放电端
引脚15：偏置电源输入端
引脚8:软启动电容接入端
引脚16：基准电源输出端
图中11与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。PWM频率计算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。
在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT
。再通过R13和C3反馈回路。构成频率补偿网络。C6为软启动时间设定电容。
3.1.2
SPWM波的原理
在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。
3.1.3
SPWM调制信号的产生
要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3
5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3.1.3(a)所示，实际电路各点的波形如图3.1.3(b)所示。
误差信号
基准电压
加法器
整流电路
滤波电路
调制电路
基准方
波
SG3525
时序电路
图3.1.3(a)
SPWM波控制电路框图
图3.1.3(b)
SPWM电路主要节点波形
由图3.1.3(a)
图3.1.3(b)可知，基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。
3.2
保护电路模块
该系统是由直流边交流，弱点变为强电。故对系统进行必要的安全保护是必须的，在对系统进行调试时必须要注意安全。系统除了芯片本身具有的保护措施外，还对系统进行了专门的保护，具体如下。
3.2.1过电流保护
过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。
如图3.2.1所示，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图2.4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。
图3.2.1
过电流保护电路
3.2.2空载保护电路的设计
空载检测电路如图3.2.2所示。是用电流互感器检测电流输出，当没有电流输出时，使三极管Q8截止，从而使RS-CK为高电平，停止输出SPWM波。8s后，再输出一组SPWM波，若仍为空载，则继续上述过程。若有电流输出则Q8导通，使得RS-CK为低电平，连续输出SPWM波形，逆变电路正常工作。
图3.2.2
空载检测电路图
3.2.3浪涌短路保护电路的设计
浪涌电路保护电路原理图如图3.2.3。此电路图是短路保护，用0.1欧的电阻对电压进行采样，通过470千欧电阻得到电流，并使这电流通过光电耦合器，当电流过高时使得SPWM波不输出，关闭IGBT形成保护。故障排除后光电耦合器输出关断，逆变器正常工作。
图3.2.3
浪涌短路保护电路原理图
第4章
单元控制电路设计
4.1
DC-AC电路设计
由前面论证已经明确采用全控桥式逆变电路。其中各桥臂通断由SPWM波控制的IGBT完成。
系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如图4.1所示。
图4.1
SG3525引脚及内部框图
直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5
V基准电压。+5
V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。
振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1．1
8／RCTo逆变桥开关频率定为l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5
kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。
4.2
PWM驱动模块
4.2.1
驱动电路的设计
驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如图2.7所示。
图4.2.1
驱动电路
其工作原理是：
（1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；
（2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。
当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。
4.2.2
TDS2285产生PWN波
SPWM的核心部分采用了张工的TDS2285单片机芯片,用其产生为功率主板产生占空比变化的矩形波，通过H桥产生所需的正弦波。U3,U4组成时序和死区电路，末级输出用了4个250光藕，H桥的二个上管用了自举式供电方式，这样做的目的是简化电路，可以不用隔离电源，该模块原理图如图4.2.2(a)所示：
图2-2-1
2.2.1
PWN波的产生
（1）、该模块中是由TDS2285芯片产生PWM波，TDS2285的芯片各管脚资料如图2-2-2：
图4.2.2(a)
PWM驱动电路图
1.该模块所采用的是TDS2285芯片，其管脚如图4.2.2(b)所示
图4.2.2(b)
TDS2285管脚图
2.该模块中TDS2285芯片的工作原理图4.2.2(c)如：
图4.2.2(c)
TDS2285产生PWM波
该芯片的6、7管脚生成交流电正、负半周调制波输出引脚，输出SPWM脉冲，其频率有接在2、3管脚间的晶振来决定。9脚为故障报警输出端，通常驱动一蜂鸣器，同时配合5脚LED的状态，当蓄电池电压输入出现过压或低压时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔1秒报警一次，当出现交流过流或者短路时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔0.5秒报警一次。13脚为检测蓄电池电压，当13脚的电压超过3V或低于1V时，逆变停止工作，并进入欠压或过压故障状态。通过外接蓄电池上分压来实现。10脚为交流电压稳压反馈输入，实时检测功率主板输出的交流正弦波输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电压的目的。
第5章
系统调试
5.1
测试使用的仪器
序号
名称、型号、规格
数量
1
数字示波器
1
2
UT70A数字万用表
1
3
函数信号发生器
1
5.2
输出功率与效率的测试
输出功率的定义：即为电源把其输入功率转换为有效输出功率的能力。
测试框图如下图所示。
先如图布置好测试电路后，进行如下步骤调试：
1.各电路输出电压、电流测量同时进行。
2.开启所有设备、记录输入功率数值及各点输出电压，电流值。
3.计算输入功率Pi=Ui*Ii，输出功率值Po=Uo*Io.
4.效率n=Po/Pi*100%,Pi为输入。
5.3
过流保护的测试
定义：当输出电流大于设定保护值时，系统自动关闭输出，形成过流保护。当输出电流小于设定保护值时，系统自动恢复正常工作状态。
测试方法：如图18所示。在输出端接入3个串联10欧电阻作为负载，通过短路其中的一个或两个来模拟过流情况发生。观察系统是否进行过流保护。
图18
过流保护测试框图
测试结果与分析：逆变过程中，过流保护装置在电流大于设定保护值时关闭输出，并在恢复正常时又打开输出。所以过流保护装置正常工作。
5.4
空载待机功能测试
（1）
定义：当无负载接入时，系统关闭输出进入待机模式。当有负载接入时，系统进入正常工作状态。
（2）
测试方法：接入负载后断开负载，观察系统输出状态。
（3）
结果与分析：输出端负载断开5s后系统进入待机状态，此时无输出。再次接入负载，系统就开始进入逆变工作状态。
5.5
输出电压范围测试
（1）
定义输出电压的最大值最小值。
（2）
测试方法：调节电压反馈贿赂的参数，观察输出电压大小。
（3）
测试结果：接入300欧的电阻调节Rp3，输出电压在8~12V之间。
结果分析
经过测试以后题目的基本要求都已经完成，各项性能指标都较好的实现在输出功率稳定时效率达到了93%。同时该电路还具有短路保护，空载保护，过流保护的功能。
第6章
总结
刚刚拿到课程设计的题目时真不知道从哪里开始动手,课题名称里的芯片根本就没听说过。通过上网查找资料,弄清楚了它的功能,才真正开始了设计。但这个东西包括了几个部分,所以一定要把握好它的整体设计思路,在其框架之下,对各部分的单元电路进行分析和设计,最后经过电路的修改,参数的确定,将各个部分连接起来,形成总的电路图。
课程设计虽然大家的课题不是完全一样的，但是大家之间的团队合作还是很重要的，有些地方自己一个人看不明白，通过和同学之间的讨论最终弄明白，这是一个很有趣的过程，我相信通过这次的课程设计我们大家之间对于电力电子的学习取得了更加大的进步。
这次实习我学到了很多。在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我的设计思维，增加了实际操作能力。在体会设计的艰辛的同时，更让我体会到成功的喜悦和快乐。
通过这两个星期的课程设计，从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次课程设计才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。这次设计不但锻炼了我的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我克服困难的勇气和决心。
还有本次课程设计最重要的是加强了我的动手能力，平时学习的时候只是片面的认识和照搬书本上的知识，书本知识在实际应用的时候会出现很大的偏差，理论联系实际才是真正的学习之道。要在实际运用的时候结合实际的环境，具体的分析，解决问题，这才是这次课程设计对于我最重要的意义。
关键词：SCT，逆变，电源
Abstract: This paper introduces a single-chip microcomputer as the core controller, to the output voltage of the inverter power supply system, and the realization of frequency change, providing convenience for different voltage requirements for electrical equipment.
Keywords: SCT, inverter, power supply
中图分类号： TN86文献标识码：A文章编号：
一、系统总体方案设计
本系统是以STC12C5A60S2单片机作为主控制芯片而实现的逆变电源，驱动元件使用的是IR2110，，单片机产生SPWM波的方法是采用等面积法，采用此方法可以实现正弦波的输出，频率可以调节是通过对程序的控制来实现的，进而最终可以设计出直流到交流的逆变过程。
1.1、脉宽调制器（SPWM）
用STC12C5A60S单片机，此单片机为新一代的51单片机，它的flash为64k，具有两路的PWM输出，脉宽可以通过软件的方式来调节，优点是：不仅具有较高的精度，而且具有不复杂，价格不高的电路。
1.2、SPWM控制方案
有两种SPWM控制的方案：单极性与双极性调制法。在单极性法中生成的SPWM信号有正、负和0三种电平，在双极性法中生成的却仅有正、负两种电平。通过对比二者产生的SPWM波可以得知：当二者的载波比相同时，双极性SPWM所生成的波中所含谐波量较单极性的要大；而且在正弦逆变电源控制当中，双极性SPWM波控制不够简单。所以最终选择了单极性SPWM波的控制方案。
1.3、驱动方案的选取
驱动MOS管的方式可以选择简单的电路，在简化电路的同时，稳定性也加强了。IR公司的IR2112芯片驱动能力较强，高边驱动电源可以通过非常简单的电路来获得，所以设计选取IR2112。
二、系统硬件电路方案设计
2.1、主控电路的硬件设计
本设计的主要控制芯片是STC12C5A60S2单片机, 通过控制逆变电路的关断导通来实现SPWM波的产生。
2.2、驱动电路的方案设计
使用IR公司的IR2110芯片来对功率管进行驱动。因为一个IR2110驱动一个半桥，所以全桥逆变器选用2片IR2110来进行驱动。采用MOSFET来作为输出侧逆变电路中开关管，它的耐压为100V，要重视自举电容跟自举二极管的选取，选取好之后，输出逆变的电路如下图所示:
2.3、逆变电路的方案设计
为了稳定的输出交流电压，设计选用了全桥逆变电路，此电路由双半桥组成，通过对比之后，发现该系统较为稳定的同时也易于控制，基于IR2112控制的全桥驱动电路，两片IR2112芯片组成全桥逆变电路如下图所示：
三、系统软件电路方案设计
3.1、逆变电源软件程序设计
本设计的电源软件选用模块化设计。单片机内部ROM 中固定了系统程序，也有一些子程序在里面。这些子程序具有时钟、初始化系统等的功能。
在主程序模块中，需要完成的工作有：初始化各芯片、设计中断向量等。
3.2、SPWM波生成方案软件设计
3.2.1、正弦脉宽调制技术SPWM
依据软件化方法的不同由单片机实现SPWM控制的方法有：自然、规则采样法等。规则采样法相比于其它方法在理论上谐波偏小，有较强的对谐波的抑制能力的同时实时控制也不复杂，这样对于软件的实现就很有利。综上，本设计实现SPWM控制的方法选用的是规则采样法。
为了达到采样法的效果与自然采样法的效果相接近的目的，所以选取规则采样法。选取的目的是能够使得SPWM波形的每个脉冲都与三角波中心线相对称，所以这样就大大简化了计算。在图中，三角波就是载波，要想使得输出的正弦波为调制波，那么每半个正弦波的载波数就得为a，载波的周期就得为。控制逆变电路的关断可以在在载波与正弦波的交点处实现，设导通时间为，依据公式：，其中正弦调制信号波为=，正弦波幅 值与载波幅值的比值为调制度b， SPWM脉宽表的特点是正弦表，它是通过上式计算得出的，对输出交流电压有效值的控制可以通过改变调制度b的值来实现。
3.2.2、驱动电路设计STC12C5A60S2单片机生成SPWM波软件设计
选用单片机产生SPWM波原理是：PCA模块l的16位捕获／比较模块寄存器CCAPlH和CCAPlL来获得载波周期的数值，通过将PCA定时器的值CH、CL与模块捕获寄存器的值进行对比之后，如果二者相等，那么PCA就会产生中断。在中断当中，脉宽调节模式将下一个SPWM波的脉宽装载到了CCAPOL中，无干扰的更新PWM就可以通过此方法来实现。具体的流程图如下：
不同的脉宽数值在每个固定的载波周期内形成了一个类似于正弦表格的形式。如果此路SPWM的输出采用模块O，那么应该先将模块0的PCA模块工作模式寄存器定义为8位的PWM模式，清零16位计数器定时器CH、CL，清零PCA PWM模式辅助寄存器O ，当然了前提是要能确保捕获的寄存器EPCOH、EPC0L为零，与PCA模块0的捕获寄存器CCAPOH、CC2APOL有关的仅仅是PWM波比较的数值，载波周期的高八位和低八位数值通过模块l的捕获寄存器CCAPlH、CCAPlL来获得，PCA比较／捕获模块寄存器1定义为使能比较功能，匹配产生中断是可以被允许的。在第一个脉宽值sin[0]装入CCAP0H之后， PCA模块中断打开以及低压检测中断也可以打开，开总的中断，将PCA计数启动。在16位计数器／定时器的与模块1中捕获／比较寄存器的数值相等时，一个CCF中断将会产生；在中断的程序当中，中断标志位清零，模块1的捕获寄存器CCAPlH、CCAPlL的载波周期的高八位和第八位数值将被重新载入，清零16位计数器定时器CH、CL，中断的次数i加1，下一个脉宽的数值sin[i]被装入CCAPOH以进行比较。此时应当对是否到达最大数值N进行判断，如果达到了，那么就清零中断次数i的同时将脉宽数的sin[i]值送入CCAP0H，从而形成了一个循环。如此下去，一次又一次的循环，随着正弦规律变化不断产生的脉宽将发生在P1．3的引脚上，进而最终可以准确的得到SPWM波。通过软件来实时计算好的一路单极性SPWM波形的脉宽的表示图如下图所示。
四、结束语
本文所设计的电源具有诸如用户操作简单、比较容易上手、比较敏捷的有点的同时也具有方便安装、比较智能的优点，现代的电力电子正在迅猛发展，很多领域都需要逆变电源，再加上逆变电源的诸多优点，相信逆变电源以及相关产品在随着现代人类文明的进步的同时会在一些领域得到很好的应用。
参考文献
[1] 郭天祥.新概念51单片机C语言教程——入门、提高、开发、拓展[M].北京：电子工业出版社，2009
[2] 钟睿.MCS-51单片机原理及应用开发技术；北京：中国铁道出版社，2006.7
关键词： ATmega8； TL494； 逆变器； 正弦波
中图分类号： TN710?34； TP271 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在风电行业中，经常需要在野外对风机进行维修，这时必须为各类维修工具和仪器进行供电。因此，设计一种便携式、低功耗、智能化的正弦逆变电源来为这些设备供电是十分必要的，可大大提高维修风机的效率。本文正是基于这种情况下而设计的一种基于单片机的智能化正弦逆变电源。
1 正弦逆变电源的设计方案
本文所设计的逆变器是一种能够将 DC 12 V直流电转换成 220 V 正弦交流电压，并可以提供给一般电器使用的便携式电源转换器。目前，低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是在交通运输、野外测控作业、机电工程修理等无法直接使用市电之处，低压小功率逆变电源便成为必备的工具之一，它只需要具有一块功率足够的电池与它连接，便能产生一般电器所需要的交流电压。由于低压小功率逆变电源所处的工作环境，都是在荒郊野外或环境恶劣、干扰多的地方，所以对它的设计要求就相对很高，因此它必须具备体积小、重量轻、成本低、可靠性高、抗干扰强、电气性能好等特点。
针对这些特点和要求，研究一种简单实用的正弦波逆变电源，以低价实惠而又简单的元器件组成电路来满足实际要求，定会受到市场的普遍欢迎。当前，设计低功率逆变电源有多种方案，早期的设计方案是直接将直流电压用关管进行控制，在50 Hz方波的作用下，产生220 V的方波逆变电压。
但随着用电设备对逆变电源性能的要求不断的提高，方波逆变电源在多数场合已被淘汰，而正弦波逆变器的应用已成为必然趋势。现在，市场上低功率正弦波逆变电源的主要设计方案有3种。
1.1 一次逆变的正弦波逆变电源
该方案也是将要逆变的直流电压直接加到关管上，然后采用数十倍于50 Hz的正弦化脉冲宽度调制脉冲串对开关管直接进行驱动，之后对输出的电压实行“平滑”处理，进而获得类似于正弦波的连续变化的波形，这种方法的优点是电路一次逆变，高效而简单、但变压器过于笨重，没办法满足体积小，重量轻的要求。
1.2 多重逆变的正弦波逆变电源
该方案是将驱动开关管的50 Hz信号，分成若干相位不同而频率相同的驱动信号，分别驱动各自的开关管，使得各自的输出电压也错开一定的相位，然后再进行叠加处理，输出多阶梯的阶梯波再进行滤波就能输出所需的正弦波电压。此种方案电路较为复杂，一旦有一组开关管失效，输出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆变的正弦波逆变电源
随着高频开关管技术的日趋成熟，逆变电源的电路设计趋向于先变压，后变频，即先将直流电压转为高频交流电，再将高频交流电转换为50 Hz的正弦交流电源，其原理框图如图1所示。
由于开关管的价格低廉，因此组成图1的单元电路性价比高，当前市场上以此种设计方案来生产低功率逆变电源的居多[1]。
2 基于单片机控制的正弦波逆变电源
在以上列举的三种逆变电源设计方案当中，以二次逆变的正弦波逆变电源为佳。按照这种思路，早期的具体电路解决方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的频率去控制DC?DC和DC?AC部分的开关管，并采用修正电路对输出的波形进行修正，以期达到正弦波的要求。但这种纯PWM芯片控制的电路，对于元件的老化、发热、受到干扰等情况无法自动加以修正，或者修正能力差，往往使得在实际的应用当中经常出现电路故障。随着单片机技术的发展，设计人员不断想将单片机引入到正弦逆变电源的控制当中，但对于高频部分的控制，低成本的单片机完成不了这个功能，高成本的单片机又会降低性价比，故本文提出了另外一种设计方案，就是采用低廉的ATmega8单片机，配合TL494，IR2110和开关管，构成一个体积小，成本低，控制能力强的正弦波逆变电源，其方框图如图2所示。
由图2可见，整个系统主要由ATmega8单片机进行控制，TL494和IR2110是否工作，全由单片机根据反馈信号作出调整。高频开关管及驱动输出部分采用单相全桥逆变电路构成。具体工作原理是采用ATmega8单片机作为系统控制的核心，利用TL494能产生高频PWM信号的功能，通过单片机对其脉冲宽度进行控制并输出，以控制高频开关管组成的全相逆变电路，将低直流电压逆变成为高压方波，并通过整流滤波之后，送到驱动输出全桥逆变电路，由单片机控制IR2110输出工频驱动信号，控制输出驱动电路输出50 Hz，220 V的正弦交流电压[2]。
3 主要电路的具体设计
整个逆变系统的核心主要由单片机控制电路与检测电路、DC/DC变换电路、DC/AC输出电路组成。
3.1 DC/DC变换电路
如图3所示，由TL494组成了高频脉冲输出电路，该电路采用了性能优良的脉宽调制控制器TL494集成块。该集成块内含+5 V基准电源、误差放大器，频率可变锯齿波振荡器、PWM比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管及死区时间控制电路等。该集成块的第5、6脚分别外接了C1和R6组成了RC振荡电路，可促使TL494输出频率为100 kΩ左右的高频脉冲方波信号，并由单片机的PD7引脚对图中的DCDC端进行控制。通过控制第4脚的死区时间控制端，可调节输出信号的占空比在0～49%之间变化，从而控制输出端Q1PWM、Q2PWM的输出，而P端、VCC端和VFB端则分别接收来自负载，高频逆变输出电压、输入电压的反馈信号，与TL494内部的电路组成过压、过载保护电路，形成逆变器的第一级安全保护网[3?4]。
如图4所示为高频电压逆变电路，由4只IRF3205管构成全桥逆变电路，IRF3205采用先进的工艺技术制造，具有极低的导通阻抗，加上具有快速的转换速率和以坚固耐用著称的HEXFET设计，使得IRF3205成为极其高效可靠的逆变管。从输入端Q1PWM，Q2PWM输入的高频脉冲串控制这4个管两两导通，对VIN输入的直流低压进行斩波，然后经升压变压器后，逆变成高频交流方波，此时流通的电流为磁化电流，所以选取Philips公司生产的BYV26C超快软恢复二极管组成了全桥整流电路，该管子重复峰值电压为600 V，正向导通电流为1 A，其反向恢复时间30 ns，可以满足电路的参数需求，整流后的电压经滤波电路后输出直流电压260 V，送往DC/AC逆变电路，另外260 VDC经降压处理后作为作为反馈信号输入图3中的VFB端，作为高频逆变电压的反馈信号。
3.2 DC/AC输出电路的设计
DC/AC变换输出电路采用全桥逆变单相输出，其驱动输入波形则由单片机输出信号驱动半桥驱动器IR2110输出工频驱动信号，通过单片机编程可调节该输出驱动波形的D
IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因此它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。如图6所示，HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，因此，在本系统中，两片IR2110芯片的SD端共同接到单片机的PB0引脚，用于实时控制IR2110是否处于保护状态。IR2110的VB和VS之间的自举电容较难选择，因此直接提供了15 V恒压，使其能正常工作。
逆变正弦电压输出电路有两种调制方式，一种为单极性调制方式，其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压，另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗，但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。另一种为双极性调制方式，其特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗[1，5]。如图6所示，本文的逆变输出电路采用了单极性调制方式，这样可以提高波形的平滑度，增加电路的可靠性。图6中的PWM1～PWM2分别接收来自图5的输出驱动信号，驱动由4个具有500 V耐压值的IRF840开关管组成的桥式逆变电路，将260 VDC逆变成220 V，50 Hz的交流电，经LC滤波后供给负载。图6中的IFB端和ACV端，分别和为电流和电压的采样，送到单片机的PC4和PC5引脚进行A/D转换，再由单片机将转换果用于功率计算和电路保护之用[1，6]。
3.3 单片机电路及编程
本文采用的是Atmel公司生产的ATmega8单片机来进行控制的，它的工作电压范围宽，抗干扰能力强，具有预取指令功能。这使得其理速度快，引脚输出电流大，驱动能力强，输出的脉冲信号无需放大可直接驱动步进电机驱动模块，端口全内置上拉电阻，均可作为输入或输出，具体情况通过编程灵活配置，基于以上优点，选择ATmega8L单片机作为控制器，不仅可提高系统整体性能，也可简化电路。
本文主要将它应用于整个系统的信号驱动， 温度检测，风扇控制，安全保护，数据显示等。ATmega8单片机分别采集来自系统电路的温度、电流、电压，并根据这三个参数的情况分别控制启动风扇散热，控制是否输出报警信号，控制SD端和DCDC端是否使系统处于保护状态，QA1～QA4则是输出50 Hz的驱动信号，具体的编程控制如图7所示。当系统启动后，单片机先检查系统的温度环境是否正常，不正常则启动报警，并提示出错代码，如果正常则启动高频逆变电路工作，并检测260 VDC是否正常，不正常则报警，正常则启动正弦逆变电路工作，并一直检测输出的电压电流是否正常，正常则输出，不正常则报警。
4 结 语
综上所述，基于ATmega8单片机控制的正弦波逆变电源的整体设计方案，可高效、便捷的为野外作业提供所需的交流电源，该电路目前已实验成功并投入到实际的使用当中。实践证明，本文设计出来的逆变电源具有体积小，重量轻，稳定可靠的性能。
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关键词：地铁车辆；辅助电源；节能
辅助电源系统是车辆牵引控制系统的重要组成部分。SIV为车辆客室空调机组及通风装置、空压机、电加热器、交流照明等交流负载提供三相与单相交流电源；充电机为车载各系统控制电路、直流照明、电动车门及车载信号与通信设备提供直流电源并给蓄电池组充电。辅助电源系统工作的安全性、可靠性对车辆正常运营具有重要影响。在车辆设计的前期就需要对系统的构成、容量范围、功能与性能要求等进行计算、分析和对比，选择合适的系统及设备、合适的参数来构成最优的辅助供电系统，满足车辆运营要求、降低系统的全寿命周期成本。
1、直接逆变方式
直接逆变辅助电源电路结构原理是地铁车辆辅助逆变电源最简单的基本电路结构形式。开关元器件通常可采用大功率GTO，IGBT或IPM。辅助逆变电源采用直接从第三供电轨受流方式，逆变器按V/f等于常数的控制方式，输出三相脉宽调制电压向负载供电。这种电路的特点是电路结构简单、元器件使用数量少、控制方便，但缺点是逆变器电源输出电压容易受电网输入电压的波动影响，输入与输出不隔离，输出的电压品质因数差、谐波含量大、负载使用效率低。
2、斩波降压逆变方式
斩波降压加逆变方式的辅助电源电路结构主要由单管DC/DC斩波器、二点式逆变器、三相滤波器、隔离变压器和整流电路组成。逆变器输出经过三相滤波后，输出稳定的正弦三相交流电压，作为驱动空调机、风机等三相交流负载电源，同时三相交流电压经变压器和整流后，可实现电源的多路直流输出。其特点如下。三相逆变器输出电压不受输入电网电压波动的影响，DC/DC斩波的闭环控制可以保持逆变器输入电压的恒定。每台辅助逆变电源斩波器只需一只大功率高压IGBT元件，逆变器可以采用较低电压的IGPT元件。由于逆变器输入电压恒定，对于只要求#+#，控制的逆变器来说，只需要一定数量的梯波输出，即可保证逆变器输出稳定的脉宽调制电压，谐波含量小于5%。斩波器分散布置在每台车的电源上，机组结构统一。对于供电网，虽然每台电源斩波的开关频率相同，但它们之间的斩波相位差是随机的，同样可实现斩波器多相多重斩波作用。隔离变压器的使用实现了电网输入与输出负载之间的电气隔离。（图一）
3、两重斩波降压逆变方式
与单管直接DC/DC斩波降压逆变方式的辅助电源电路基本相同，两重斩波器替代了DC/DC单管斩波器，开关元器件可采用GTO或IGBT。其特点是采用两重斩波器，当上、下两个斩波器控制相位互相错开180°时，可以使斩波器的开关频率相应提高一倍，因而可大大减小滤波装置的体积和重量，降低逆变器中间直流环节电压的脉动量，提高辅助逆变电源的抗干扰能力。两重斩波器闭环控制起到了稳压和变压作用，因此可提高逆变器的输出效率。两重DC/DC斩波器与单管斩波器相比，开关元器件和斩波器的附件多了一倍，但管子的耐压可降低一半，提高了元件的使用裕度和设备的安全可靠性。直流供电网与负载之间的变压器隔离以及相应设计的滤波器，可以保证逆变器输出的三相交流电压谐波最小，且可降低对负载过充电压的影响，提高负载的使用寿命。
4、升降压斩波逆变方式
升降压斩波加逆变的地铁辅助电源的前级斩波是由一个平波电抗器及两个开关管、二极管和储能电抗器构成，升降压斩波器本质上相当于两相DC/DC直流变换器，控制系统采用PWM控制方式。两个开关管交替通断，按输出电压适当地控制脉冲宽度，可以获得与输入电压相反的恒定直流输出电压。后级逆变输出由两点式三相逆变器和三相滤波器组成。斩波器和逆变器开关元器件可采用GTO或IGBT，IPM等。此电路的特点是：电网电压的波动不影响斩波器输出电压的恒定稳定，当电网电压高于斩波器输出电压时，斩波器按降压斩波控制方式工作；当电网电压低于斩波器输出电压时，斩波器按升压斩波控制方式工作。两个开关管的交替导通和关断，提高了斩波开关频率，降低了储能电抗器体积和容量以及开关器件的电压应力，减小了输出电压的脉动量。
综上所述，采用静止辅助逆变电源代替传统的直流发电机组供电装置，已是地铁与轻轨城市轨道交通发展的必然趋势。静止辅助逆变电源方案的选择，应结合国内电力电子技术的发展、元器件的使用水平以及国外地铁电动车组辅助逆变电源的发展方向，研制和开发出适合我国城市轨道交通地铁和轻轨车辆的辅助逆变供电系统。地铁静止辅助逆变电源的研制成功标志着我们已具备了开发和生产国产化地铁辅助电源的能力。
参考文献：
摘 要 出于缓解资源供需矛盾、减轻环境污染的考虑，近年来国家格外重视发展新能源。此举推动了微电网的发展，相关技术也有了明显进步。在此种情况下，为了使微电网更好的服务于社会发展，有必要对其运行特点及控制方法进行探讨。本文结合微电网发展现状，从宏观角度出发，简要分析了其运行与控制中的相关问题，并着重对逆变电源的控制路径作了阐述。
关键词 微电网 运行 控制策略
微电网是在新能源大受欢迎的背景下发展起来的，对于缓解当前社会主要资源的供需矛盾有着重要的积极意义。简单来讲，微电网可以看作是服务于我国经济发展与能源事业的新兴技术，具有可靠性高、灵活性强等优势，是推动经济可持续发展的重要力量之一。因而，在此种技术得到越来越多关注的同时，有必要对其运行及控制进行探究。
一、微电网运行及控制策略
（一）关于微电网及其运行
微电网这个概念最早由美国提出，长久以来围绕其进行的研究认为其具有较高的可靠性和突出的经济效益。所谓的微电网，其实指的就是一套系统，其主要构成部分为分布式电源及负荷，其中，电源能够在实现能量转换的同时提供控制，特点在于可兼顾电、热能供应。相对来讲，微电网相当于一个受控单元，其优势在于能够在保证电能质量的同时，兼顾安全，其运行方式主要有两种，其一为孤岛运行，其二为并网运行。
实际上，自微电网被提出之后，相关的研究就已经开始，截至目前已经取得了很多重要成果，就研究方向与侧重点来讲，国外目前对其的研究大多是围绕其规划、相关影响等方面展开，而国内对其的研究起步较晚，当前尚处于仿真研究阶段。我国对微电网进行的研究认为，其可以借助分布式电源实现能源供应，是一种相对特殊的电网，且其电源可以借助电子器件实现能量转换，之后并联接在用户侧，这样就可以在保证电能质量的基础上，尽可能的提升供电安全程度。站在用户的角度来讲，微电网除了可以使供电更加稳定与可靠之外，还有助于减小线损、维持正常电压、满足个性需要、充分利用余热。相较于传统电网，微电网具有更多的优势，但同时其运行过程中需要考虑的问题也更多。由于运行特性相对特殊，因此，要想保证其运行过程的稳定性与可靠性，就必须结合其运行方式做好控制。微电网运行受逆变电源的影响很大，因此，出于提升运行可靠性的考虑，就必须将逆变电源的控制作为重点，采取有效的控制策略，本文仅就这一方面进行了探讨。
（二）控制方法
结合微电网的运行特点来讲，无论是其DG类型，还是其负荷特性，都非常特殊，所以，要想保证其稳定运行，第一点就是要确保实现逆变电源的有效控制。在这方面，本文认为可行的控制方法主要有下述三种。
1.恒功率法。此种控制方法简称为PQ法，其以双环控制为基础，内、外环依次为PI控制环、功率环，其中，前者的功能在于借助电流跟踪确定参考电压，并输出调制信号；后者的功能则主要体现在确保基准功率方面。相关研究结果表明，此种方式在并网运行模式下具有较好的控制效果。采用PQ法控制逆变电源时，大电网是微电网电压扰动及负荷波动的主要承担者，DG的调节基础是电压及频率，无需考虑电压、频率的调节，确保逆变器根据参考值输出功率即可。在此种模式下，DG的功能仅限于吸收或者发出功率，故其能够防止DG因参与电压调节对电力系统产生不利影响。
2.恒压恒频法。此种控制方式也被称为V/F法，在孤岛运行模式中有着较好的控制效果。借助此种方法控制逆变电源时，主控电源由大于等于一个的DG充当，功能在于提供参考值，为电压始终与频率保持同步提供保障。此种控制办法本质上是保证逆变器不会因为电源输出功率的改变而出现输出频率及电压幅值的变化。考虑到孤岛容量并非无限的问题，在功率缺额的时候，要想使重要负荷免受影响，就需要将次要负荷及时切除。因而，此种控制办法属于典型的动态控制，其可以借助及时响应为电压稳定提供保障。
3.下垂法。此种方法简称为Droop法，经常被用于多并联运行模式下，控制成效显著。在并联模式下，逆变电源借助输出幅值及输出频率的调整，可以达到合理分配功率的目的。在功率承担方面，具体承担多大的功率主要取决于下垂斜率，一般规律是斜率越大，其承担功率越小，反之则越大。所以，借助下垂控制可达到调整负载功率的目的，但稳态指标却会受到一定的影响。因而，Droop法本质上就是一种借助下垂控制获取反馈值并进行反相微调来优化功率分配的控制办法。需要注意的问题是，尽管从理论上来讲下垂斜率可以借助控制达到最小，但是在实践中却往往会因为受限于硬件和控制精度而不得不折中，也就是说，最终的下垂斜率是折中之后的取值。
（三）控制策略
一般来说，对逆变电源进行的控制，通常借由下述两项策略来实现。
1.主从控制。在此种类型的控制模式下，DG具有各不相同的功能和控制办法，主控源通常由大于等于1个的DG来充当，借助电气量检测，并结合电网实际的运行状况确定调节办法，借助通信线路进行DG输出控制，最终实现微电网的有效控制，适用于孤岛运行模式。在并网模式下，微电网具有相对较小的容量，无需实施频率调节，控制要点需放在输出功率上，因而DG控制可采用PQ法。在孤岛运行模式下，对主控单元实施的控制应借由V/F法实现，以保证频率恒定。此种控制策略最明显的特点就在于DG的主、从关系，这也是实现有效控制的前提。
2.对等控制。借助此种办法控制逆变电源时，其中的DG关系是平等的，并没有从、属之分，其以即插即用思想和对等控制的相关理论为支撑，由于DG控制模式均是预先设定好的，所以，它们在参与调节的时候，系统电压不会受到过大的影响，频率也可以始终维持在稳定状态。此种控制策略的特点在于其可以借助“分别并联结合控制算法”的方式，来实现自动调节，不再需要通信的辅助。因而，其优势就体现在个别DG故障不会对系统及正常运行单位产生明显影响，即系统运行免受个别DG故障的干扰，不仅系统运行会更加可靠，未来实施扩容也更加便利，符合可持续发展的理念。
二、结语
综上所述，微电网的运行会受到以逆变电源为代表的诸多因素的影响，再加上其运行过程相对比较特殊，对其实施控制也就尤为重要。结合微电网技术的创新性与实用性来讲，对其运行进行控制的最根本目的，就是借助有效的控制方法与策略，尽可能的提升微电网运行的可靠性。本文从宏观角度出发，以逆变电源控制为例，简单探讨了微电网的控制策略，全文阐述侧重于原理分析，相关细节还有待补充。
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关键词：汽油发电机；逆变器；IGBT驱动
中图分类号：TM464 文献标识码：A 文章编号：1671-2064（2017）09-0046-01
1 逆变器的发展技术概况
汽油发电机逆变器作为逆变电源的一种，其发展与逆变电源相同。逆变电源出现于电力电子技术飞速发展的20世纪60年代，逆变器的发展和电力电子器件的发展是相辅相成的。最开始的逆变器是应用晶闸管（SCR）作为逆变器的开关元件，称为可控硅逆变电源。因为晶闸管没有自关断能力，所以必须使用换流电路的方式来关断闸管，这种方式限制了逆变器的进一步发展。随着电力电子技术的发展，有自关断能力的电力电子器件脱颖而出，后来出现了电力晶体管（GTR），可关断晶闸管（GTO）、功率场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅极型晶体管（IGBT）等等。
2 逆变器整体设计方案初步分析
汽油发电机常被作为移动式的独立电源硎褂茫主要由汽油机、同步交流发电机和控制器组成。本设计中用的电源是汽油机发出的三相交流电整流后经过降压环节（降压变换器）得到的350V左右的直流电，通过逆变环节和LC滤波器变换成220V/50Hz的交流电供负载使用。进过初步分析汽油发电机逆变器的主电路包括[1]：
（1）电源电路：用于产生电压稳定的直流电源，给其他电路供电。（2）控制电路：用于产生SPWM信号、处理反馈信号并发送逆变器的状态信息。（3）驱动电路：用于将逻辑电压的SPWM信号转换为控制开关器件通断的驱动电压。（4）反馈信号处理电路：用于处理逆变器的电压、电流、频率等反馈信号。（5）显示电路：用于逆变器的电压、电流、频率等信息的输出。（6）滤波电路：用于将逆变器产生的高频率的SPWM波变为可供负载使用的正弦交流电。
3 硬件电路设计
3.1 逆变主电路设计
汽油发电机输出的三相交流电经三相整流桥整流为直流电，把直流母线电压引入后先用一个大电容滤波，消除直流侧电压的脉动，再加至由MOSFET构成的H桥式逆变电路，该直流高压经逆变电路逆变为脉宽按正弦波规律变化的高频脉冲波，再由输出滤波器滤掉高频谐波，得到正弦波提供给负载。SPWM脉冲波由主控制电路产生并根据输出反馈电压和反馈电流来改变脉冲波的宽度，从而保证输出电压的稳定。
3.2 控制电路设计
EG8010芯片的工作模式分为单极性调制方式和双极性调制方式，在全桥逆变电路中，单极性制时仅两个桥臂（受EG8010引脚SPWMOUT3，SPWMOUT4控制）做SPWM调制输出，另两个桥臂（受EG8010引脚SPWMOUT1，SPWMOUT2控制）做基波输出，应用时滤波电感需要接在SPWM调制桥臂输出端，电压取样反馈电路同样需要接在SPWM调制桥臂电感的输出端。双极性调制时左右桥臂同时做SPWM调制输出，应用时使用两路电感滤波特性将会更好，电压取样反馈电路需要两路分压网络做差分反馈处理[2]。单极性调制模式时，EG8010芯片的电压反馈处理是通过引脚（13）VFB测量逆变器输出的交流电压，FRQADJ/VFB2引脚（引脚16）仅为调频模式下的调节频率功能，电压采样反馈部分，测量反馈的峰值电压和内部基准正弦波峰值电压3V进行误差计算，对输出电压值作出相应调整，当输出电压升高时，该引脚电压也随之升高，经内部电路误差值计算后调整幅度因子乘法器系数，实现降低输出电压达到稳压过程，反之，当该引脚的电压减低时，芯片会作出升高输出电压的反应。
3.3 驱动电路设计
驱动电路逻辑输入部分VCC使用5V电源，功率管门极驱动电源使用12V，自举电容C5、C10选择10uF的电解电容，滤波电容C6、C11也选用10uF的电解电容。D3和D4选用1N4148高速二极管。SPWM2H、SPWM2L、SPWM1H、SPWM1L来自EG8010芯片的输出。封锁信号SD接到了过流保护的输出端，当主电路发生过流情况时，SD变为高电平，输入信号被封锁，及时保护主电路。VS1、VS2分别接到全桥逆变的左右两个桥臂的中点。2HO和1HO联接到上桥臂的栅极，2LO和1LO联接到下桥臂的栅极。
3.4 印制电路板设计
印制电路板，又称印刷电路板、印刷线路板，简称印制板，英文简称PCB或PWB，它以绝缘板为基材，切成一定尺寸，其上至少附有一个导电图形，并布有孔（如元件孔、紧固孔、金属化孔等），用来代替以往装置电子元器件的底盘，并实现电子元器件之间的相互连接。由于这种板是采用电子印刷术制作的，故被称为“印刷”电路板。印制电路板是重要的电子部件，是电子元器件的支撑体。
参考文献
1主要电气设施及设备抗震设计
1.1设计原则电站所处的地理位置地震烈度为7度，属中高等烈度，重要一次设备及设施包括发电机、变压器、封闭母线、220kV设备和GIS出线设备及厂用电设备等，其设计及选型均按7度及以上要求进行，以确保地震灾害发生过程中设备的安全以及运行值守人员的人身安全。动力电缆均选用金属铠装型电缆，电缆及电线均穿管敷设以防止地震时被切断。对于重要一次设备及设施的布置，除满足相关规程规范要求外，还按满足地震灾害发生情况下人员安全撤离通道的通畅、紧急情况下对相关设施及设备的现场控制操作与处理，以避免、避开二次灾害的发生。对于有防震、隔振要求的设施及设备，应注意地震强烈震动对连接件、电气构件的影响及损毁；对于可能发生谐振的设施及设备，应研究在地震灾害发生情况下，如何避免并防止设备、连接件和建筑结构之间发生谐振现象。
1.2设备布置电站厂房为地面式厂房，分主厂房和上副厂房。主要电气设备布置在上副厂房：隔离变、发电机出口断路器、负荷开关柜及10．5kV高压开关柜布置在EL2482．80m高程；0．4kV低压配电盘及10／0．4kV厂用变布置在EL2490．70m高程；3台主变及中性点设备布置在上游副2502．00m层的主变室，220kVGIS布置在GIS室（2515．50m）；坝区变电所布置于生态厂房附台。
1.3安装工艺质量主要包括设备的就位与固定（如主变压器的安装取消钢轮并固定在基础上）；型材、板材、钢结构件、支吊架及管道等的装配、连接与焊接；设备基础、电缆桥架、出线构架及杆塔的安装；电线电缆的敷设与配线连接等；均按满足地震抗震烈度要求考虑，GIS设备按8度设防。设备的支架、吊架均要求具有足够的刚度和强度，其与建筑结构有可靠的连接和锚固，使设备在遭遇设防烈度地震影响时不致跌落及损坏。管道、设备、建筑结构间的连接允许二者间有一定的相对变位。如封闭母线每隔25～30m加装伸缩节，GIS每个间隔主母线加装波纹管，主变储油柜采用内置式波纹储油柜，高压电缆采用蛇形布置，埋管过混凝土伸缩缝采用套管，接地扁钢过混凝土伸缩缝处作“Ω”形处理等。主要电气设施及设备的设计、制造、安装工艺质量等，均要求确保在地震基本烈度小于7度的地震灾害发生过程中，不得发生危及设备本身安全以及危及人身安全的有害变形。
2应急设备的配置及其管理要求
2.1电源
2.1.1交流电源厂用电采用两级电压供电，设置10．5kV高压厂用变压器作为一级电压供电设备，设置10．5／0．4kV低压变压器作为二级电压供电设备。受电负荷主要分为：厂房部分负荷、大坝部分负荷和生活区负荷。厂用电源分别从1、3号机发电机母线上引接，设置2台三相干式厂用变压器，用共箱母线联接；另设1台柴油发电机作为厂房应急电源。从主厂房2号机发电机母线上引接一回电源至坝区用电，另由施工变电站引接一回电源作为坝区及生态厂房的备用电源。从生态机组发电机电压母线上引出两回电源，一回至坝区备用、一回至生态厂房厂用电；在1、3号机发电机电压母线上分别留有引接办公区及生活区配电变压器的10．5kV间隔。为防止220kV母线故障引起全厂失电，从施工变电站引接10kV电源接至厂房作为厂用备用电源。综上，电站厂房与坝区均设置有3个应急电源，在发生全厂性失电或发生地震灾害的过程中可随时向重要设施或设备提供应急电源。
2.1.2直流电源对电站正常情况下的控制操作电源、各类事故情况下的操作应急电源以及全厂流失电时的事故照明应急电源，将进行统筹考虑、统一设置，在发生地震灾害时，即使全厂流失电，亦能确保相关设备的应急控制操作及事故照明用电。（1）主厂区重要机电设备的正常控制操作以及各类事故情况下的应急控制操作（含全厂流失电、地震灾害等）均采用DC220V工作电源，计算机采用逆变电源供电。厂区在主厂房及开关站内分别各设置1套DC220V／600Ah阀控式铅酸蓄电池组，容量按事故负荷持续1h计算，满足设备的操作控制、事故照明、一般事故负荷以及计算机逆变电源的需要；充电浮充电装置均采用微机型智能高频开关电源。2套直流电源系统设备互为热备用。（2）生态小机组厂房重要机电设备的正常控制操作以及各类事故情况下的应急控制操作（含全厂流失电、地震灾害等）均采用DC220V工作电源，计算机采用逆变电源供电。在生态小机组厂房内设置1套DC220V／300Ah阀控式铅酸蓄电池组，容量按事故负荷持续1h计算，满足生态小机组厂房及坝区设备的操作控制、通信、事故照明、一般事故负荷的需要；充电浮充电装置均采用微机型智能高频开关电源。
2.1.3通信应急电源（1）本电站厂内通信设备采用直流－48V电源供电，在通信机房内设置2套微机型智能高频开关通信电源装置，2套阀控式铅酸蓄电池组，双重化配置设计，互为热备运行，以提高通信设备供电电源的可靠性，确保地震灾害发生过程中向相关通信设备提供应急工作电源、保障有关通信信息的正常发送，全厂流失电情况下可独立运行4h以上。（2）本电站厂内通信设备计算机维护管理终端工作电源采用逆变器（旁路加逆变，可避免选用UPS而增加投资和维护工作量）输出的AC220V50Hz不间断电源供电，由通信机房内的－48V蓄电池提供直流备用电源逆变为AC220V50Hz交流电供电。（3）坝区、生态小机组通信设备采用直流－48供电，由二次直流电源系统经DC／DC转换后提供，作为事故情况下坝区及生态小机组通信设备的应急工作电源。（4）在生活营地配置1套－48V／100A高频开关电源和1组－48V／200Ah阀控式密封铅酸蓄电池。（5）电站综合信息系统和卫星地面站通信电源由厂家配套提供，并可使用通信逆变电源。
2.2事故应急照明设备电站照明种类分为工作照明、事故照明、诱导照明、室外及道路照明。事故照明按规范要求布置于各重要工作地点，诱导照明布置于各主要楼梯口及通道口。事故照明箱接在事故照明盘上，事故照明盘有三路进线电源，两路交流电源分别由400V两段母线引来，第三路由厂房DC220V直流盘引来。交直流电源间设置交直流自动切换开关，正常情况下事故应急照明由交流供电，当发生全厂交流失电的事故时将自动切换至直流供电。厂房主机间、主变室、GIS室、安全疏散通道及其他重要部位（如中央控制室等）均设置事故应急照明灯具，正常情况下采用AC220V50Hz电源作为其工作电源，当全厂交流失电情况下则采用DC220V作为其事故照明应急电源。坝区变电所设置自带蓄电池的事故应急照明灯具，正常情况下采用AC220V50Hz电源作为其充电电源，当坝区变电所交流失电时，应急照明灯具自带蓄电池放电工作，提供变电所事故照明。
作者：陈丹燕 王勇 刘涛 单位：中国电建集团贵阳勘测设计研究院有限公司
【关键词】室内分布；供电保障系统；UPS；壁挂式开关电源
随着中国联通网络建设的逐步深入，高速分组数据业务的多姿多彩快速进入了大众的视野，WCDMA无线应用也在迅速走进人们的日常生活。3G时代的重要标志之一是人们对室内无线高速数据业务的强烈需求，因此，室内无线网络质量对终端客户感知的影响就变得至关重要，而这一环节的基础就是室内覆盖有源设备供电保障系统的建设。
1.室分系统中的有源设备
1.1 有源设备的种类
中国联通室内分布系统中，除信号源以外，对于天馈分布系统中有源设备（如干线放大器等）的引入一直采取慎重使用的原则，所以，室内覆盖有源设备供电保障系统的建设主要考虑的对象就是信号源设备。
1.2 信源类型
室内分布系统信源接入主要有宏蜂窝基站、微蜂窝基站接入或耦合、射频拉远以及直放站空间耦合等几种方式。一是宏蜂窝信源：适用于业务量高（或具有很高数据需求）、需要分区采用多个信源覆盖的高价值大面积区域且具备机房条件的大型场馆、交通枢纽等重要建筑物，如山西省体育中心、太原火车南站。二是微蜂窝信源：适用于兼有覆盖和一定容量需求的中小型建筑物。三是射频拉远型信源：为大容量基站，适用于话务量较高的写字楼、商场、酒店等重要建筑物，尤其适合大中型建筑群的覆盖。四是直放站信源：适用于以建筑中心区域盲区或弱覆盖区域为主要目的的低业务区域，补盲覆盖的电梯、地下室等场所。
2.供电保障系统
2.1 供电保障系统的技术现状
原有2G设备，近距离供电，一般采用开关电源进行供电或DC/AC逆变器供电的方式；远距离供电，大多采用就近交流供电或采用普通UPS进行供电的方式。自2008年中国联通山西分公司WCDMA一期室内分布工程建设以来，WCDMA设备供电保障系统大多属于原有2G设备供电保障系统的传承或者补充，设备使用环境、运行维护及能耗评估等方面均是按照2G设备标准要求制定。WCDMA室内分布设备基本采用BBU+RRU的模式，BBU大多采用基站机房或模块局机房直流供电，而远距离RRU则以就近交流供电方式为主。
2.2 分布式基站供电方式
分布式基站覆盖的目标区域多种多样，单就其RRU供电方式而言，大体可分为以下5种供电方式：
（1）就近市电（交流）供电
RRU设备安装在目标覆盖区域（用户侧）建筑物内，最简便的办法就是采用市电就近直接供电的方式，但信源设备不具备市电断（停）电后后备供电的能力。根据统计，市区市电断电的主要因素除了市电故障外，就是业主由于用电合同纠纷等拉闸限电。设备断电后，分布式基站设备将无法继续相应的无线网络服务，用户投诉将骤增，用户感知更无从谈起；同时，也给运行维护部门带来巨大压力，随着BBU+RRU分布式系统的大量使用，大范围的运行维护工作不可避免，一旦出现大范围的市电断电，相应的运行维护工作几乎无法完成。RRU就近市电（交流）供电的方式只能满足WCDMA网络建网初期快速组网的需求，具有前期投资小、网络组建迅速的优点。但是，工程建设后期开关电源系统更新改造的费用投入将大大超越网络初期建设的投资。
（2）直流电源供电
采用直流电源供电的方式是比较理想的供电方式。直流电源供电方式的优点明显：方案拓扑相对简单，效率较高，能够有效减少能源消耗，并且可以提高可靠性，增加设备寿命；直流电源有较为完善的电池管理功能，可以有效保证电池使用寿命；直流电源可扩展性强、形式多种多样，可根据RRU设备布局，对多个RRU进行直流供电，也可针对单个RRU或局部2个及2个以上RRU进行直流供电。直流电源供电方式具有一定局限性，若从机房直接引电，只适用于机房拉远至≤100米的RRU单元；若采用直流远供方式，适用于机房拉远至≤3公里的RRU单元，线路长度增加意味着线缆投资增加，同时安全性、可靠性大大降低，且绝大多数室分站点位于市区，线缆架空走线和地下管道走线的可能性几乎为零，所以，室内分布工程中，RRU设备由直流电源供电的应用范围就大大缩小了，只适用于边远地区大客户或远离市区的建筑。
（3）逆变电源后备式供电
原中国联通CDMA网络中，大量采用逆变电源后备式供电方式。1、2KVA（功率较小）逆变电源使用G网基站开关电源系统作为直流输入，逆变输出220V交流向CDMA设备供电。长期运行的结果证明，所采用的逆变电源后备式供电方案存在可靠性较低、维护频率较高的缺点。分析其原因，可以归结为：由于采用的逆变电源市电适应范围较窄、抗冲击电流能力较低、过载能力较低，造成了逆变电源后备式供电方案使用寿命短、维护成本高的局面。若采用逆变电源后备式供电方案，可考虑采用带有冗余模块化的逆变电源后备式供电设备，从而提高整体供电的可靠性，减少运行维护的成本。
（4）UPS供电
UPS是不间断电源（Uninterru-
ptible Power Supply）的英文简称，UPS供电方案的优势在于：具备相对稳定的后备时间，容易实现较远距离的交流供电（交流线损小，缆线线径要求低）。UPS的劣势也较为明显。由于早期UPS后备电源主要针对的负载类型是计算机等网络设备，设备的运行环境为较为洁净的室内空间。如果把UPS设备放置到运行环境较为恶劣的用户侧设备间（如竖井、电梯间，甚至是地下室），运行环境的恶劣以及市电的“电源污染”会造成UPS工作寿命的大为缩短；小型UPS电池管理较弱，会减少电池的使用寿命；部分机架式设备，为了减小设备体积，大量使用强制风冷来提高输出功率密度，运行过程中噪声较大，容易造成业主投诉，给建站以及今后的运行维护工作增加了难度。
（5）壁挂式开关电源供电
壁挂式开关电源一般是由充电器、逆变器、蓄电池（组）、转换装置、监控单元等构成。壁挂式开关电源工作方式可以分为正常和应急两种工作方式。在正常工作方式下，当输入壁挂式开关电源的交流电（通常为市电）正常时，交流电通过交流输出切换单元输出分路给负载供电，同时通过充电器给蓄电池均浮充，逆变器同步静置备份等待，整体功耗较低。若有负载需要直流输出的，由充电器输出直流电。在应急工作方式下，当输入壁挂式开关电源的交流电出现故障时，设备监控单元在小于等于10ms内切换到蓄电池输出经逆变器供电，供电时间的长短由蓄电池容量来决定。当输入的交流电恢复正常时，壁挂式开关电源自动切换到市电旁路供电。
3.分布式基站供电方式选取原则
2008年以来，中国联通山西分公司室内分布工程的建设力度逐年加大，RRU的安装位置（弱电竖井、电梯机房、楼梯旁、地下室，甚至是室外墙壁上）随意性很大。针对大多数室内分布信源（RRU）安放位置的实际情况，从运行维护的角度来看，在断电的情况下，运维人员几乎不可能带上笨重的油机到断电楼宇发电，所以建议：对于一类（为两个稳定可靠的独立电源各自引入一路供电，该两路不应同时出现检修停电，平均每次故障时间不应大于0.5H，两路供电线宜配置备用市电电源自动投入装置）、三类（为从一个电源引入一路供电线，供电线路长、用户多、平均每月停电次数不应大于4.5次，平均每次故障时间不应大于8H）及四类市电供电的楼宇，不建议采用后备供电的方式；对于二类（允许有计划检修停电，平均每月停电次数不应大于3.5次，平均每次故障时间不应大于6H）市电供电的楼宇，建议可以酌情考虑采用后备供电的方式（后备时间为0.5－1小时），从而有效避免时长为0.5－1个小时以内短时间的停电及市电闪断造成的设备退服现象。
4.不同场景下分布式基站后备供电解决方案比较
4.1 设备重量及额定功耗（均为平均值）
2G RRU重量≤21kg，额定功耗≤240W；3G RRU重量≤18kg，额定功耗≤280W。
4.2 不同场景下建筑楼面均布活荷载的标准值
弱电竖井，其均布活荷载的标准值2.0kN/m2（约为200kg/m2）；电梯机房，其均布活荷载的标准值7.0kN/m2（约为700kg/m2）；其他场景建筑楼面均布活荷载接近弱电竖井对应的标准值。
4.3 蓄电池、UPS的相关计算公式
铅酸蓄电池的总容量应按下公式计算：Q≥KIT/η[1+α(t-25)]
式中：Q-蓄电池容量（Ah）；K-安全系数，取1.25；I-负荷电流（A）；T-放电小时数（h）；η-放电容量系数，取0.45；t-实际电池所在地最低环境温度数值：无采暖设备时，按5℃考虑；α-电池温度系数（1/℃）：当放电小时率＜1时，取α=0.01。
UPS电池的总容量，应按UPS容量采用以下公式估算出蓄电池的计算放电电流I，再根据计算蓄电池容量的公式算出蓄电池的容量。
I=S*0.8/μU
式中：S-UPS额定容量（kVA）；I-蓄电池的计算放电电流电流（A）；μ-逆变器的效率；U-蓄电池放电时逆变器的输入电压（V）。
4.4 不同条件下后备供电解决方案比较
（1）2/3G RRU各一个
RRU重量≤39kg，额定功耗≤520W
若采用UPS方式：后备时间按1小时考虑，UPS额定容量按1kVA考虑，蓄电池规格24Ah*3节（按36V直流输出考虑），重量≤27kg，总重量（主机和蓄电池是一体机）≤92kg，因此建议设备落地安装。
若采用壁挂式开关电源（蓄电池与开关电源为一个机柜）方式：蓄电池容量≥20Ah，总重量≤46.4kg，放电时长≥0.53个小时，因此建议设备壁挂安装。
（2）2/3G RRU各两个
RRU重量≤78kg，额定功耗≤1040W
若采用UPS方式：后备时间按1小时考虑，UPS额定容量按2kVA考虑，蓄电池规格24Ah*8节（按36V直流输出考虑），重量≤72kg，总重量（主机和蓄电池是一体机）≤172kg，因此建议设备落地安装。
若采用壁挂式开关电源（蓄电池与开关电源为一个机柜）方式：蓄电池容量≥40Ah，总重量≤79.4kg，放电时长≥0.53个小时，因此建议设备落地安装。
5.结束语
从以上的分析不难看出，随着BBU+RRU信源的大量应用，信源设备供电保障系统的建设也需要加强。具有后备供电的供电系统具有明显优势，但要受到设备安装位置环境等因素（如机房墙壁、地面承重等）的制约，加之现在相当多的建筑楼宇安装有后备供电系统或具备油机发电的能力，后备供电的供电方式不宜大规模上马，要针对具体情况酌情考虑。
在后续的探索中，我们将通过具体案例不断积累和完善，根据楼宇分类制订出一套信源设备供电保障系统建设策略、分析思路及实施步骤，逐步固化信源设备供电保障系统解决流程。
参考文献
[1]陆健贤,叶银法,卢斌,林衡华,蒋晓虞,邱涌泉.移动通信分布系统原理与工程设计[M].机械工业出版社,2008.
[2]周志敏,周纪海,纪爱华.UPS应用与故障诊断[M].中国电力出版社,2008.
作者简介：
关键词：弧焊机；电源；设计
中图分类号：TE972+.5 文献标识码：A]
前言
电路电子技术的高速发展，促进了器件、电路及其控制技术员向着集成化、高频化、全控话、电路弱电化、控制技术多功能化的方向发展。目前，逆变技术广泛应用于电机驱动、变频调速、不间断电源、电化学、电焊机、电机静止变换、电加热设备等工业领域产业发展，极大推动了这些领域的产业发展。与传统电源相比，逆变电源具有高效节能（约20%-35%），体积小、重量轻，反应速度快等特点。有利于实现自动化和智能化控制。
逆变式弧焊电源由于具有焊接性能好、动态响应快、体积小、质量轻、效率高等诸多优点而成为焊接电源的主要发展方向之一。
1 逆变式弧焊机电源的技术要求
弧焊电源的负载是电弧，要形成符合焊接外特性要求的电弧，弧焊电源要满足有较大的短路电流和较高的空载电压；输出电流、电压稳定；输出电流可调节；具备完善的自我保护系统。
2 高频逆变式弧焊机电源的设计
本文设计的高频逆变式弧焊电源的输入电压幅值为220士15%，工作频率f=100KHZ；开关功率管最大占空比Dmax =0.8、最大导通时间TONmax=40μS。输出电压电流额定值:15V,315A，适合组装在中等功率的电焊机上。
2.1 逆变式弧焊机电源的基本组成
在供电系统中，单相或三相交流电网电压，经整流和滤波后获得逆变器所需的平滑的直流电压。该直流电压经逆变器中的大功率开关器件(的交替开关作用下，变成几千至几万赫的中高频电流，再经过中高频变压器降至适合于焊接的几十伏或十几伏低电压，并借助控制电路和检测电路及焊接回路的阻抗，获得焊接工艺所需的外特性和动特性。
2.2 逆变式弧焊机电源的供电系统和辅助电源的的设计
逆变式弧焊机电源的供电系统如图1所示，当高频逆变式弧焊电源启动后，电阻R2用来抑制开机瞬间电容器充电产生的浪涌冲击电流，然后主电路初级侧的电流感应器的二次侧绕组形成的电压经VD24加至晶闸管VTH1的控制极，使YTH1导通，此时旁路限流电阻R2，这样电源进入正常工作。由于此时电容C11、 C12、 C13、C3己经充电，VTH1导通时不会产生冲击电流。晶体管VT3的作用是在输入电源瞬时断开后又立即接通时抑制冲击电流。
输入电压经由变压器T2后降低到合适的值，再经过桥式整流，电容滤波后，通过7815、7815和7820集成稳压器分别构成+15V、-15V和+20V隔离直流供电电源，分别为相关的控制电路供电，这样可以避免控制电路相互之间的干扰。这里变压器次级分别是18V、18V、22V。
2.3 逆变式弧焊机电源的逆变器的工作原理
全桥移相技术，保留了恒频控制的优点，有利于滤波电路的优化，且控制简单，是软开关变流技术的最佳控制方式。本文采用集成电路UC3895来实现逆变器的零电压全桥移相控制。逆变器的谐振电路由电感和电容组成，进行串联谐振，在高频电路中，要求电感和电容的值要非常小。
图2 全桥移相开关电路原理图
这是一种全桥拓扑，被称为全桥移相PMPT(也即相位调制PWM)。Ui是供电系统经过桥式整流后提供的311 V直流电压。S1-S4是4个IGBT开关管，通过控制S1-S4轮流导通和关断来将直流电压逆变为高频的交流电，再通过变压器T1来将高频的交流电压转换为相应的低压交流电，再通过次级的整流电路得到我们所需要的直流电压。S1-S4的控制方式移相控制，是Sl和S3轮流导通，各导通180度电角;S2和S4也是这样，但S1和S4不是同时导通。S1先导通，S4后导通，两者导通相差a电角。其中S1和S3分别先于S4和S2导通，故称S1和S3组成的桥臂为超前桥臂，S2和SA组成的桥臂为滞后桥臂。PMPT与一般全桥PWM拓扑的唯一区别在于二者开关过程不同，PMPT在开关过程中是软开关。PMPT技术的核心在于保证每个桥臂上的开关元件的漏-源极间的电压能够在其进入下一个导通周期之前降至0V，以实现零电压开通。
2.4 应用UC3895设计的逆变式弧焊机电源的控制系统
全桥移相控制的谐振变换电路是在PWM全桥变换电路的基础上发展起来的。因为是恒频PWM控制，使得输入、输出滤波器的设计大大简化，开关噪声大为减小。在中大型电源的设计中被越来越多的用户所采用。为了简化电路，提高设计的效率，本文所设计的弧焊电源也同样采用全桥电路，使用移相控制。
2.5 IGBT开关管及其驱动电路
绝缘栅双极晶体管简称IGBT，是由MOSFET和晶体管技术结合而成的复合型器件，在开关电源和要求开关快速、低损耗的领域备受青睐。由于工作频率较高，我们选用SIEMENS的BSM50GD120DLC型IGBT开关管。由于此电路的开关频率高达100KHZ，一般通用的IGBT集成驱动电路频率都不能满足。因此要采用高速响应的零部件来实现IGBT的驱动。同时为了实现控制电路与功率电路的隔离，设计上采用光电耦合器和高速MOSFET管组成的TTL电路组合驱动IGBT。我们选用的是FAICHD公司出品的HCPL2630，其最高工作频率可以达到10MHZ，它的响应速度可以适应目前100KHZ的电路开关频率。UC3895的输出信号电压非常小，高电平输出时的电压值的典型值只有250mA,低电平输出的电压的典型值却也有150mV。因此其输出信号需要放大后才能驱动光耦。由于电路工作频率高，设计上选用ST的LM119高速比较器。
2.6 过电流保护电路
一个可靠的弧焊电源要求有能力在短路的时候限制电流，在开路的时候限制电压。为了避免焊枪在工作过程中产生过大的电流，设计上采用电流互感器对功率电路的电流进行取样检测，根据取样检测的结果调整占空比来限流。
2.7 辅助引弧电路的设计
弧焊电源的负载是电弧。理想的引弧是一个开始阶段电流迅速增加直到点燃电弧的过程。要形成符合焊接要求的电弧，弧焊电源要满足以较大的短路电流和较高的空载电压，起弧是电流越大，空载电压越高，越容易起弧。焊机的起弧难易度是焊机性能的主要参数之一，能否方便起弧决定了焊机性能的优劣;起弧的难易也直接影响焊接的效果。
结束语
逆变电源有体积小、重量轻、噪声低、效率高等特点，在国际上， IGBT逆变电源已经广泛应用做各种大型设备的电源，随着电力电子器件的发展，逆变电源一定有更广阔的发展空间。
参考文献
[1]李爱文，张承慧.现代逆变技术及其应用
的tms320lf2407a芯片为全桥移相零电压点焊逆变电路提供pwm驱动脉冲。分析表明：利用软件编程可对pwm方波脉冲的频率、移相
角及死区时间进行灵活的设定和修改，可对焊接电流、电弧电压采样实现系统的数字控制。硬件，软件测试结果与专用移相控制芯片进
行了对比验证。
关键词：逆变点焊电源；数字信号处理器；pwm方波：数字控制
中国分类号：tg438．2：tp273．5 文献标识码：b
在航空和汽车等制造行业，逆变点焊电源以其焊接变压器
轻小、动态响应速度快、控制精度高、焊接电流脉动小、热效
率高、电网三相平衡、无次级感抗及功率因数高等优点得到了
日益广泛的应用。但传统的逆变电源多为模拟控制或者模拟与
数字相结合的控制系统．虽然模拟控制技术已经非常成熟．但
其存在很多固有的缺点．如控制电路的元器件较多、灵活性不
够、不便于调试等 ]。而焊接是强非线性、强耦合性、多变性
和复杂性的过程，若采用数字化控制技术代替传统的模拟控制
技术，充分利用逆变主电路准数字化的特点，可以提高焊接质
量，促进焊接电源的发展。
数字信号处理器(dsp)用于工业控制近几年来发展非常
迅速，控制理论及新型控制算法和方案的提出，强大的数据处
理能力和快速运算能力．都为焊接信号的实时处理提供了技术
基础，促进了焊接电源实现数字化。从国内外各高校及研究所
的研究成果来看．dsp在焊接领域已有不少的应用。在此分析
讨论了零电压开关脉宽调制(zvs—pwm)逆变点焊电源的工
作原理及pwm方波产生的机理．并在此基础上对逆变点焊电
源的数字控制进行了研究。
1 逆变点焊电源主电路工作原理
l_1 主电路工作原理
零电压开关(zvs)逆变点焊电源主电路包括输入整流滤
波电路、软开关逆变器、中频变压器和输出整流滤波电路等，
其核心是由4只功率开关管及其并联的二极管和电容组成的软
开关逆变器．如图1a所示。图1a中，定义先导通的开关管q 和
q，组成的桥臂为超前桥臂，滞后导通管q 和q 组成滞后桥臂。
q ，q，和q ，q 分别轮流导通180。，其中q 和q3的导通时刻不
收稿日期：20__—03—16：修回日期：20__—07—14
变，控制q 和q ，使q ，q 和q3，q 的导通相差在0。-180。之间
变化，开关管重叠导通时间的长短决定了逆变器输出的大小。
如图1b所示，当q 先开通，经移相 后开通q ，关断q 后，一
次侧电流从q 中转移到c 和c3支路中，给c 充电，同时给c3放
电，由于c 两端电压不能突变，q 是零电压关断。当c3的电压
下降到零，d，自然导通，d，的导通使q，两端电压近似为零，为
q，提供了零电压开通的条件嘲。滞后臂管子的开关原理与此类
似
(a)软开关点焊逆变电源主电路
(b)igbt驱动波形
图1 逆变器主电路和igbt驱动波形
weldinz technology vol_36 no．5 oct．20__ ·焊接设备与材料· 41
主电路中．分别给4只开关管并联了电容c。～g，实现开关管
的软开关。控制策略上如果采用传统的pwm控制方式即斜对角
的2只开关管同时开通和关断， 由于会出现4只开关管全部处于关
断的状态，其并联电容就会与漏感产生谐振。那么，当斜对角开
关管开通时．并联电容上的电压可能不为零，其电荷就直接通过
开关管释放。电容的能量将全部消耗在开关管中，且在开关管中
还将产生开通电流尖峰。开关管不能实现软开关。因此，采用了
图1b所示的斜对角2只开关管错开切换的移相pwm控制。
1．2 死区时间
为实现开关管的零电压开通。必须有足够的电路谐振能量
来抽走将要开通的开关管的谐振缓冲电容上的电荷，并给同一
桥臂将要关断开关管的并联谐振电容充电。当谐振电容充放电
结束．要开通开关管的反并联二极管，将开关管两端电压箝至
接近零位时，驱动开关管，即可实现零电压开通。所以要实现
开关管的零电压开通．除了要有足够的能量来抽走并联电容上
的电荷．既要满足一定的能量条件，又必须满足一定的时间条
件。可见，在软开关逆变点焊电源中，死区时间一方面可以防
止同一桥臂的2只开关管发生直通现象。同时也是为了满足开
关管零电压换流的时间条件。
超前臂和滞后臂的谐振换流能量来源是不一样的。对于超
前臂而言，变压器二次回路的等效电感厶和一次漏感 共同参
与谐振。能量较大，容易实现零电压开关。而滞后臂的谐振能
量只由一次漏感 提供。二次回路的等效电感不参与谐振，显
然滞后臂实现零电压开关要困难一些。因此．在设计计算两桥
臂的死区时间时，只要满足了滞后臂的时间条件。也就确保了
超前臂的时间条件。
2 驱动方波的产生与控制
2．1 pwm方波
系统采用tms320lf’2407a dsp为控制核心，该控制器的
工作电压为3．3 v，指令执行速度最高可达到40 mips，高性能
10位模／数转换器(adc)的转换时间为500 n8，提供多达l6路
的模拟输入。在逆变电源系统中dsp的作用是产生输出pwm波
形、对反馈电压进行a／d采样并实时监测电压波动情况，调整
输出pwm波形占空比。稳定输出电压。
利用dsp的事件管理器模块，通过软件算法可以使其输出
移相pwm波形。2个事件管理器模块的比较单元能同时输出6对
独立的pwm波形，通过对死区单元寄存器进行赋值可得n0～12
8的死区时间。在比较单元中的比较操作，为通用定时器的计
数器持续与比较寄存器的值进行比较，当一个匹配产生时。比
较单元的输出按照动作控制寄存器(actra)中的位进行跳
变，即或者从高有效跳变为低有效或者从低有效跳变为高有效。
在跳变为高有效或低有效后。此状态一直保持到另一个匹配的
产生[3]。此时比较单元的输出又发生跳变，依此dsp可连续输出
有一定脉宽且高低有效的方波。pwm波产生原理如图2所示。
由图可见产生比较匹配时则发生输出跳变。此模式下，在一个
定时器周期内发生2次比较中断。即产生对称pwm波形。
l一定时器周期——_j
比较匹配点 圈
2 带有死区的p1 m波形产生原理圈
2．2 软件控制设计
主电路中4只功率开关管之间的驱动脉冲有严格的时序要
求。编写程序时应注意dsp各寄存器的初始化。程序流程如图
3所示。dsp中adc模块对中频变压器一次侧电流及输出电压
进行采样。实现电源的双闭环控制； 当要产生的波形其占空比
不同时，只需在线计算出相对于占空比的宽度的值。并加载到
比较寄存器中即可，即根据实际采样值。通过计算、修改软件
而不断改变输出pwm方波的占空比，从而控制输出电压。
开始
调入头文件2407．h
系统寄存器初始化
adc模块初始化
eva和evb模块初始化
分配i，o口
采集电流、电压信号
调 用a／d转换子程序
dsp运算处理
调整pwm波形
图3 pwm信号流程图
驱动igbt
焊接完成[，！]?
结柬
3 pwm波形测试
采用seed—xds型仿真器对软件进行仿真调试。设定系统
逆变频率为1 khz， 用tds2014型数字示波器测试dsp输出的
pwm波形。
图4和图5为实测dsp输出pwm波形及死区时间．由图可
见，波形1和2互补导通，波形3和4互补导通。波形1，3和波形
2，4之间有时延。因此，波形1，2，3，4分别对应图1b中的
q ，q：，q 和q，波形，满足了软开关逆变点焊电源功率开关管
的驱动时序要求。图6为通过修改程序得到的不同移相角及死
区时间的波形。图7为专用移相控制芯片uc3875输出的移相
pwm波形及死区时间波形。
42 ·焊接设备与材料· 焊接技术 第36卷第5期2o07年l0月
1，2，3，4一uge：5 v／div t：250 izs／div
圉4 移相角90。波形
1，2，3，4一uge：5 v／div t：250 t~s／div
81t5 死区时间lits
1，2，3，4- uge：5v／div t：250 izs／div
(a)移相角180。波形
1，2，3，4一uge：5 v／div t：5 izs／div
(b)无移相角且死区时间2 s
图6 修改程序输出的pwm波形
2
3
4
1，2，3，4-uge：20 v／div t：250 p~s／div
(a)输出的pwm波形
1，2-uge： 10v／divt：1 s／div
(b)死区时间2．2 izs
圉7 试验测得uc3875输出波形
与专用移相控制芯片uc3875输出的波形对比分析及系统
试验验证，dsp输出的pwm波形完全满足要求，通过修改软件
即可得到不同的移相角及死区时间。
4 结论
选取能够实现逆变点焊电源功率开关管零电压开关的移相
pwm控制模式。波形检测表明，dsp输出的pwm方波，可以
满足零电压软开关逆变点焊电源逆变桥功率管的驱动时序要
求： 系统在以dsp为控制核心的基础上，对电流电压采样的双
闭环控制实现了控制系统的准数字化。
参考文献：
[1]周洁．逆变电源的数字控制技术[j]．电焊机，20__，34(12)：8-
10．
[2]阮新波，严仰光．脉宽调制dc／dc全桥变换器的软开关技术[m]．
北京：科学出版社，2o01．16—19．
摘 要：分析采用准滑模控制方案的感应加热串联谐振逆变器，建立逆变器的负载回路离散数学模型，其中包括切换面参数的选取、到达条件的证明和稳定性分析。仿真结果表明，滑模控制方法可有效改善系统动态特性和增强其对外部干扰的鲁棒性，证明其控制方案的可行性和正确性。
关键词：串联谐振逆变器；建模；离散滑模控制；感应加热
A Current Controller for Induction Heating Power Supply Based on Variable Structure Control
DAI Bin
(Yuncheng University,Yuncheng,044000,Chinaオ
Abstract：The analysis literature about the establishment of mathematic model of series resonant converter for induction heating based on quasi-sliding mode variable structure control,including the selection of the switch surface parameters,certification of the reachable condition and analysis of stability.Simulation results show the sliding mode control possessed of a better dynamic performance and improved robustness to the external perturbations.Results validate the effectiveness of proposed control method.
eywords：series resonant inverter;modeling;quasi-sliding mode variable structure control;induction heatingオ
1 引 言
本文介绍一种应用软开关技术的感应加热逆变电源控制器。运用软开关技术，功率器件在电流过零点时进行切换，电流控制器采用离散时间状态。在电路参数有规律的采样中，输出电流可以离散化，得到离散数学模型。针对感应加热电源逆变控制器，提出了一种准滑模控制策略。该控制方案的优点有：设计的系统控制简单，容易满足实际的工业应用，可进行数字化处理；设计的系统控制对逆变器参数变化不敏感；控制系统可以实现全范围的系统操作。
采用滑模控制方式的逆变器与传统控制方式相比，具有良好的动态特性、鲁棒性以及在电源和负载大范围变化时能保证系统稳定性的优点。滑模控制方式要求全状态变量反馈，且需要相应的基准参考量，增加电路设计的复杂性，所以一般的滑模控制方式大多停留在理论分析和仿真阶段。
滑模控制与常规控制的根本区别在于控制的不连续性，即一种使系统“结构”随时间变化的开关特性。由于功率变换器中开关元件的存在，使滑模变结构控制理论得到广泛应用。
一、加强通信电源管理的专业化
随着通信网装备水平的逐步提高,电源也同样处在大量引进新设备、淘汰旧设备的时期,同时为配合维护体制全专业、大配套的改革,用了许多新的维护手段,出台了许多新的维护管理办法。所以在通信网的各级管理层次及建设、维护方面都应该有独立的电源专业管理机构和人员。因为通信电源不仅是一个专业,而且是一个包括多种系统和学科的大专业,由其他专业的人员来兼管电源专业是不科学的,也是不专业的。因此,要管理和维护好现代化通信网,电源专业同其专业一样存在着维护人员素质、水平亟待提高的问题。要解决这一问题可以采取以下一些措施:加强日常及定期管理,根据新设备、新技术的采用及新的网络体系结构重新制定和完善各项规章制度。在新建工程时,要从工程设计、方案会审、工程实施到验收竣工各个阶段积极参与和把关。继续搞好技术练兵,加大培训力度。引进电源专业的高素质人才。
二、加强通信电源安全可靠运行的管理与维护
通信电源安全可靠运行是由多种因素和环节所决定的,它与设备质量、工程勘察与设计、运行方式选择、建设管理、运行维护管理等各环节相关。其中对于设备选择、方案设计、工程管理等环节尤其要加强重视和管理。一个先天不足的通信电源系统将造成通信安全的巨大风险和后期人力、物力、财力的巨大重复投入。
2.1动力电源
动力电源设备是所有通信设备运行的动力之源,其运行状态直接影响到通信业务能否有效提供。在日常设备运行中,常存在高压电源单引入、逆变电源不稳定、UPS应用不当等问题,为此应做好以下工作:
机房的高压宜采用双回路供电,即两路不同的变电站输入,以确保供电不间断。对于给机房通信设备供电的交直流电源列头柜,也应采用双路供电,以保障业务设备用电安全。
逆变电源与整流电源应采用一体化设备,以保障安全供电,易于监控,同时可减少设备投资,降低维护工作量。目前,一些通信机房为部分设备提供220V交流电时,采用2KVA～6KVA的UPS(另带有220V蓄电池组)供电,单机工作不可靠,成本高。建议使用逆变且与整流功能一体化的电源设备,其结构为:在整流电源机架的空余子框中插入1KVA～1.5KVA逆变模块,1个子框一般插3～4个,逆变模块均流输出,实现N+1容量冗余,这样不会因某个模块出现故障而影响正常供电。逆变模块的运行监控由整流电源的监控模块统一实现,从而可节省机房空间。由于共用原有的-48V蓄电池组,省去了UPS必须另带其他型号电池组的费用(以16个单体65AH电池为一组,约需1.5万元)及其维护,并减少了动力环境监控系统的协议转换节点(约需0.4万元),6KVA的逆变器(4个1.5KVA模块)比同容量UPS少2万元,因此1个机房就可减少建设投资及运行维护成本约4万元,同时可大幅度减少维护工作量,设备运行也更安全可靠。同时建议在机房新建通信项目时,不应另购小的UPS/逆变器,而应使用机房原有的大UPS交流电源,以保障设备用电可靠,减少故障环节。
2.2蓄电池
蓄电池作为直流(直流系统)或交流(UPS系统)不间断供电的保证,在整个系统中最为关键。电池不但在交流系统或整流器出现问题时保证不间断供电,而且还要在市电正常转换时提供保证。如果电池丧失容量,即使对前端的交流高低压系统、整流系统等配置管理得再好,在一次正常的市电转换中,都可能造成失电而引致通信故障。因此,应把蓄电池的维护管理作为一项重点工作来抓。目前阀控式密封蓄电池以其体积小、电压稳定、无污染、重量轻、放电性能高、维护量小等特点,而成为通信电源系统的首选电池。但在实际使用中,达不到理论预期寿命的比比皆是。
2.2.1影响阀控式蓄电池使用寿命的主要因素
阀控式蓄电池全浮充正常使用寿命在10年以上,理论上可到20年,但在实际使用中,影响阀控式蓄电池使用寿命的因素很多,主要有:
环境温度。环境温度过高对蓄电池使用寿命的影响很大。温度升高时,蓄电池的极板腐蚀将加剧,同时将消耗更多的水,从而使电池寿命缩短。蓄电池在25℃的环境下可获得较长的寿命,长期运行温度若升高10℃,使用寿命约降低一半。
过度充电。长期过充电状态下,正极因析氧反应,水被消耗,H+增加,从而导致正极附近酸度增加,板栅腐蚀加速,使板栅变薄加速电池的腐蚀,使电池容量降低;同时因水损耗加剧,将使蓄电池有干涸的危险,从而影响蓄电池寿命。
过度放电。蓄电池过度放电主要发生在交流电源停电后,蓄电池长时间为负载供电。当蓄电池被过度放电到其电压过低甚至为零时,会导致电池内部有大量的硫酸铅被吸附到蓄电池的阴极表面,在电池的阴极造成“硫酸盐化”。硫酸铅是一种绝缘体,它的形成必将对蓄电池的充、放电性能产生很大的负面影响,因此在阴极上形成的硫酸盐越多,蓄电池的内阻越大,电池的充、放电性能就越差,蓄电池的使用寿命就越短。
2.2.2阀控式蓄电池的正确使用和维护
蓄电池应放置在通风、干燥、远离热源处和不易产生火花的地方,安全距离为0.5m以上。在环境温度为25℃～0℃内,每下降1℃,其放电容量约下降1%,所以电池宜在15℃～20℃环境中工作。
要使蓄电池有较长的使用寿命,应使用性能良好的自动稳压限流充电设备。当负载在正常范围内变化时,充电设备应达到±2%的稳压精度,才能满足电池说明书中所规定的要求。浮充使用的蓄电池非工作期间不要停止浮充。
必须严格遵守蓄电池放电后,再充电时的恒流限压充电恒压充电浮充电的充电规律,条件允许的最好使用高频开关电源型充电装置,以便随时对蓄电池进行智能管理。
新安装或大修后的阀控式蓄电池组,应进行全核对性放电实验,以后每隔2～3年进行一次核对性放电实验,运行了6年的阀控式蓄电池,每年作一次核对性放电实验。若经过3次核对性放充电,蓄电池组容量均达不到额定容量的80%以上,可认为此组阀控式蓄电池寿命终止,应予以更换。
