时间：2023-03-28 15:11:59
开篇：写作不仅是一种记录，更是一种创造，它让我们能够捕捉那些稍纵即逝的灵感，将它们永久地定格在纸上。下面是小编精心整理的12篇滤波器设计论文，希望这些内容能成为您创作过程中的良师益友，陪伴您不断探索和进步。
关键词：数字滤波器MATLABFIRIIR
引言：
在电力系统微机保护和二次控制中，很多信号的处理与分析都是基于对正弦基波和某些整次谐波的分析，而系统电压电流信号（尤其是故障瞬变过程）中混有各种复杂成分，所以滤波器一直是电力系统二次装置的关键部件【1】。目前微机保护和二次信号处理软件主要采用数字滤波器。传统的数字滤波器设计使用繁琐的公式计算，改变参数后需要重新计算，在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大。利用MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的实现数字滤波器的设计与仿真。
1数字滤波器及传统设计方法
数字滤波器可以理解为是一个计算程序或算法，将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列，并在转化过程中，使信号按预定的形式变化。数字滤波器有多种分类，根据数字滤波器冲激响应的时域特征，可将数字滤波器分为两种，即无限长冲激响应（IIR）滤波器和有限长冲激响应（FIR）滤波器。
IIR数字滤波器具有无限宽的冲激响应，与模拟滤波器相匹配。所以IIR滤波器的设计可以采取在模拟滤波器设计的基础上进一步变换的方法。FIR数字滤波器的单位脉冲响应是有限长序列。它的设计问题实质上是确定能满足所要求的转移序列或脉冲响应的常数问题，设计方法主要有窗函数法、频率采样法和等波纹最佳逼近法等。
在对滤波器实际设计时，整个过程的运算量是很大的。例如利用窗函数法【2】设计M阶FIR低通滤波器时，首先要根据（1）式计算出理想低通滤波器的单位冲激响应序列，然后根据（2）式计算出M个滤波器系数。当滤波器阶数比较高时，计算量比较大，设计过程中改变参数或滤波器类型时都要重新计算。
设计完成后对已设计的滤波器的频率响应要进行校核，要得到幅频相频响应特性，运算量也是很大的。我们平时所要设计的数字滤波器，阶数和类型并不一定是完全给定的，很多时候都是要根据设计要求和滤波效果不断的调整，以达到设计的最优化。在这种情况下，滤波器的设计就要进行大量复杂的运算，单纯的靠公式计算和编制简单的程序很难在短时间内完成设计。利用MATLAB强大的计算功能进行计算机辅助设计，可以快速有效的设计数字滤波器，大大的简化了计算量，直观简便。
2数字滤波器的MATLAB设计
2.1FDATool界面设计
2.1.1FDATool的介绍
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信号处理工具箱里专用的滤波器设计分析工具，MATLAB6.0以上的版本还专门增加了滤波器设计工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以设计几乎所有的基本的常规滤波器，包括FIR和IIR的各种设计方法。它操作简单，方便灵活。
FDATool界面总共分两大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用来设置滤波器的设计参数，另一部分则是特性区，在界面的上半部分，用来显示滤波器的各种特性。DesignFilter部分主要分为：
FilterType（滤波器类型）选项，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（带通）、Bandstop（带阻）和特殊的FIR滤波器。
DesignMethod（设计方法）选项，包括IIR滤波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（椭圆滤波器）法和FIR滤波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函数）法。
FilterOrder（滤波器阶数）选项，定义滤波器的阶数，包括SpecifyOrder（指定阶数）和MinimumOrder（最小阶数）。在SpecifyOrder中填入所要设计的滤波器的阶数（N阶滤波器，SpecifyOrder＝N-1），如果选择MinimumOrder则MATLAB根据所选择的滤波器类型自动使用最小阶数。
FrenquencySpecifications选项，可以详细定义频带的各参数，包括采样频率Fs和频带的截止频率。它的具体选项由FilterType选项和DesignMethod选项决定，例如Bandpass（带通）滤波器需要定义Fstop1（下阻带截止频率）、Fpass1（通带下限截止频率）、Fpass2（通带上限截止频率）、Fstop2（上阻带截止频率），而Lowpass（低通）滤波器只需要定义Fstop1、Fpass1。采用窗函数设计滤波器时，由于过渡带是由窗函数的类型和阶数所决定的，所以只需要定义通带截止频率，而不必定义阻带参数。
MagnitudeSpecifications选项，可以定义幅值衰减的情况。例如设计带通滤波器时，可以定义Wstop1（频率Fstop1处的幅值衰减）、Wpass（通带范围内的幅值衰减）、Wstop2（频率Fstop2处的幅值衰减）。当采用窗函数设计时，通带截止频率处的幅值衰减固定为6db，所以不必定义。
WindowSpecifications选项，当选取采用窗函数设计时，该选项可定义，它包含了各种窗函数。
2.1.2带通滤波器设计实例
本文将以一个FIR滤波器的设计为例来说明如何使用MATLAB设计数字滤波器：在小电流接地系统中注入83.3Hz的正弦信号，对其进行跟踪分析，要求设计一带通数字滤波器，滤除工频及整次谐波，以便在非常复杂的信号中分离出该注入信号。参数要求：96阶FIR数字滤波器，采样频率1000Hz，采用Hamming窗函数设计。
本例中，首先在FilterType中选择Bandpass（带通滤波器）；在DesignMethod选项中选择FIRWindow（FIR滤波器窗函数法），接着在WindowSpecifications选项中选取Hamming；指定FilterOrder项中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函数法设计，只要给出通带下限截止频率Fc1和通带上限截止频率Fc2，选取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。设置完以后点击DesignFilter即可得到所设计的FIR滤波器。通过菜单选项Analysis可以在特性区看到所设计滤波器的幅频响应、相频响应、零极点配置和滤波器系数等各种特性。设计完成后将结果保存为1.fda文件。
在设计过程中，可以对比滤波器幅频相频特性和设计要求，随时调整参数和滤波器类型，
以便得到最佳效果。其它类型的FIR滤波器和IIR滤波器也都可以使用FDATool来设计。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序设计法
在MATLAB中，对各种滤波器的设计都有相应的计算振幅响应的函数【3】，可以用来做滤波器的程序设计。
上例的带通滤波器可以用程序设计：
c=95;％定义滤波器阶数96阶
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%参数转换，将模拟滤波器的技术指标转换为数字滤波器的技术指标
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函数
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用标准响应的加窗设计函数fir1
freqz(h,1,512);％数字滤波器频率响应
在MATLAB环境下运行该程序即可得到滤波器幅频相频响应曲线和滤波器系数h。篇幅所限，这里不再将源程序详细列出。
3Simulink仿真
本文通过调用Simulink中的功能模块构成数字滤波器的仿真框图，在仿真过程中，可以双击各功能模块，随时改变参数，获得不同状态下的仿真结果。例如构造以基波为主的原始信号，，通过Simulink环境下的DigitalFilterDesign（数字滤波器设计）模块导入2.1.2中FDATool所设计的滤波器文件1.fda。仿真图和滤波效果图如图2所示。
可以看到经过离散采样、数字滤波后分离出了83.3Hz的频率分量（scope1）。之所以选取上面的叠加信号作为原始信号，是由于在实际工作中是要对已经经过差分滤波的信号进一步做带通滤波，信号的各分量基本同一致，可以反映实际的情况。本例设计的滤波器已在实际工作中应用，取得了不错的效果。
4结论
利用MATLAB的强大运算功能，基于MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）的数字滤波器设计法可以快速有效的设计由软件组成的常规数字滤波器，设计方便、快捷，极大的减轻了工作量。在设计过程中可以对比滤波器特性，随时更改参数，以达到滤波器设计的最优化。利用MATLAB设计数字滤波器在电力系统二次信号处理软件和微机保护中，有着广泛的应用前景。
参考文献
1．陈德树.计算机继电保护原理与技术【M】北京：水利电力出版社，1992.
2．蒋志凯.数字滤波与卡尔曼滤波【M】北京：中国科学技术出版社，1993
3．楼顺天、李博菡.基于MATLAB的系统分析与设计－信号处理【M】西安：西安电子科技大学出版社，1998.
【摘 要】针对大型变电站以及厂矿企业配电网等在滤除谐波的同时进行无功功率补偿的工程要求，开发应用大功率混合有源滤波器进行谐波治理，动态地补偿无功和谐波抑制以提高电能质量成为配电网谐波治理方面研究的重要课题。
【关键词】谐波；检测；混合型滤波器；有源滤波器；无源滤波器
1、前言：随着工业技术的发展，电力系统中非线性负荷大量增加，相应的各种非线性和时变性电子装置得以广泛应用，带来了配电网中电流和电压波形的严重失真，从而取代了传统的变压器等铁磁材料的非线性引起的谐波，成为最主要的谐波源，其负面效应是电能质量的下降，同时严重影响着供、用电设备的安全经济运行，使供电和用电企业造成了巨大的经济损失，应用现代技术对谐波进行经济、有效地补偿是目前急待解决的重要问题之一。消除谐波的方法是加装滤波装置，而有源电力滤波器由于具有高度可控性和快速响应性，能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，因而受到广泛的重视，成为目前国内外供电系统谐波抑制研究的热点，有源电力滤波器作为抑制电网谐波、补偿供电系统无功功率的新型电力电子装置得到快速发展，其中并联型有源电力滤波器的使用最为广泛。本课题通过开发应用大功率混合有源滤波器在大型铝型材厂的配电网谐波治理中的应用，动态的补偿无功和谐波抑制来提高电能质量。
2、本论文研究的主要内容：鉴于有源电力滤波器在电网谐波抑制中如此重要的地位，人们对有源电力滤波器的研究也越来越深入，新的研究方法和研究理论不断涌现。本论文针对配电网中谐波源的特征，构建了一种基于电压检测的混合型有源电力滤波器。该混合方案既可以使无源滤波器的滤波效果更为显著，又能极大地节省有源部分的容量。
3、谐波治理方法介绍：目前谐波治理的基本方法有以下三种：（1）减小非线性用电设备与电源间的电气距离。通过减少系统阻抗来提高供电电压等级。（2）隔离谐波。非线性用电设备产生的谐波，不仅直接影响到本级电网，而且经过变压器的传变影响到上级电网。如何把这些非线性用电设备产生的谐波不影响或少影响其他几级电网，这也是谐波治理的一个基本思路。这一思路在电网中广泛采用，发电机发出的电能经过Y/、Y0/、Y0/Y等接线组别的变压器，把发电机产生的三次等零序分量的谐波与上级电网隔离开来，因此在110kV以上高压电网上，三次谐波分量很小，几乎是零。35kV也有少量Y/Y0接线的直配变，因此在35kV系统中三次谐波分量会比高压电网大。（3）安装滤波器。目前对配电侧和用户侧谐波治理的方法，大多采用安装滤波器来减少谐波分量。滤波器分为有源滤波器和无源滤波器两大类。有源滤波器的基本工作原理是把电源侧的电流波型与正弦波相比较，差额部分由有源滤波器进行补偿，这是谐波治理的发展方向。现阶段由于功率电子元件容量做不大、电压做不高，而且成本很高，因此在现阶段不可能大量推广应用。无源滤波器是通过L、C串联或并联，使其在某次谐波产生谐振，当发生串联谐振时，使滤波器两端该次谐波的电压很小，几乎接近零，这类滤波器往往接在变压器的二次侧出口处，从而使变压器的一次侧该次谐波的分量也很小，达到对该次谐波治理的目的。
4、混合型电力滤波器的选择
混合型主要指电力有源滤波器与交流无源滤波器的各种组合， 根据混合的方式不同可分为串-并型混合和并-并型这两种混合型是基于经济上的考虑， 其目的是综合两种滤波器的优点， 让无源LC 滤波器承担基波无功和低次谐波的静态功率， APF 主要用来补偿基波无功和低此谐波的动态功率以及高次谐波，这样可大大降低APF 的容量， 从而降低了整套滤波装置的成本， 达到治理效果与经济的统一。
4.1连接方式
混合型电力滤波器视其中有源滤波器和无源滤波器的连接方式及其与电网的连接方式不同而具有多种拓扑方式。常见的主要有：有源电力滤波器和无源电力滤波器同时与电网并联方式、有源电力滤波器和无源电力滤波器串联后再与电网并联方式、有源电力滤波器与电网串联而无源电力滤波器与电网串联方式等。
4.2电路结构
第一种方式中有源电力滤波器与无源电力滤波器之间存在谐波通道，故影响了整体的滤波特性；第三种方式则适用于直流侧并联大电容时的负载；考虑到晶闸管直流调速系统属于直流侧串联大电感带反电动势的谐波源负载，故此处宜采用第二种方式，即有源电力滤波器与无缘电力滤波器串联后再与电网并联的方式。由此构成的混合型有源电力滤波器电路如图示。
4.3滤波原理
混合型有源电力滤波器的检测控制部分硬件主要由以下几部分组成：（1）电流电压采样电路；（2）带通滤波器；（3）过零比较中断发生部分；（4）DSP计算控制器。将由电流电压采样电路采集得到的信号输入带通滤波器以滤除检测电流电压时出现的噪声和畸变。带通滤波器的中心频率设置在50Hz，它是AF系统在公共连接点处存在电压扰动（畸变、开关纹波和频率漂移等）时仍能正常工作所必需的。带通滤波器的输出分为两路，一路经A/D转换后送入数字信号处理器DSP进行FFT分析，然后存储到一片公用的RAM中，再分析计算控制对象的谐波和无功情况并产生控制信号；另一路则送入过零比较中断发生电路，该电路用来每间隔60°产生一个中断信号。因此，在公共连接点电压的一个周期内将有六个间隔60°的一个脉冲序列从该电路输入到DSP系统作为中断信号。每来一个中断，公共连接点处的电压电流就被检测一次，这样就满足了控制系统实时性的要求。DSP（采用内含PWM产生电路的TMS320F2812）的输出控制TSF和APF的动作。
5、总结：混合型有源电力滤波器由无源滤波器和有源滤波器通过不同的连接方式构成。根据配电网谐波源特征，我们选择了适用的混合型电力滤波器拓扑方式，而针对其中的有源滤波器部分设计了基于电压检测的谐波电流获取方法，并由此构造了电路模型。经仿真实验分析，我们证明该方案具有优良的谐波抑制特性，该设计思路和方法是正确可行的。
参考文献
[1] 王兆安，杨君，刘进军. 谐波抑制和无功功率补偿. 北京：机械工业出版社，1998.
[关键词]超宽带 带通滤波器 耦合结构
中图分类号：TN713.5 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2014）29-0026-01
超宽带滤波器位于超宽带系统的射频前端，它既可用来限定大功率发射机在规定的频带内辐射，反过来又可用来防止接收机受到工作频带以外的干扰，因此，超宽带微波滤波器是超宽带系统中的一个关键无源部件，它性能的好坏对于系统的整体性能有着重大的影响。
1、 超宽带带通滤波器的理论
超宽带带通滤波器的根本功能是实现选频和抑制干扰的功能，即抑制不需要的频段信号，使需要的频段信号顺利通过，在无线系统前端中占有重要的位置。微波滤波器有很多种分类方法，例如按方式分类（反射式、吸收式等）；按结构分类（如同轴线、微带线等）；按作用分类（带通、带阻等）等等。通常我们会按照其作用方式将滤波器分为：低通、高通、带通和带阻滤波器。
在微波和毫米波系统中，构成滤波器、振荡器以及天线等的重要元件是谐振器，它最常采用的结构是均匀特性阻抗结构（Uniform-Impedance resonator， UIR）。由于其结构简单，并易于设计而被广泛应用，UIR 型传统滤波器的设计方法已相当完善。然而在实际的设计中，这样的谐振器存在不少缺陷，例如由于结构简单而设计参数有限，无法方便调节各个谐振模式。而阶梯阻抗谐振器（Stepped-impedance resonator， SIR），将有效解决 UIR 所存在的不足，其重要特性是该谐振器的前几个谐振模式可以通过改变阻抗比来调节，因此 SIR 作为一种基本谐振器单元，非常适合运用于多频、宽带滤波器设计中。同时在近年来，很多学者对支节线加载谐振器（Stub-loaded resonator， SLR）进行了大量扩展性的研究，发现 SLR 对谐振模式的控制具有一些独特的特性而被广泛运用在滤波器设计中。由于超宽带带通滤波器设计中，通带范围只有一个谐振模式的滤波器很难覆盖如此宽的带宽，这就需要谐振器工作于多个模式，通过模式之间的耦合来实现宽带特性。因此为了设计出满足 FCC 超宽带通信系统要求的高性能小型化滤波器，利用 SIR，SLR 等多模谐振器结构设计超宽带滤波器的方法相继被提出。
2、 国内外超宽带带通滤波的研究现状
超宽带频段的开放，极大地促进了超宽带系统和超宽带器件的研制。作为超宽带系统的关键器件之一，超宽带带通滤波器的研究也深受各界的关注，得到了快速的发展。为了适应微波集成电路小型轻便化的要求，超宽带滤波器不仅要求性能好，而且要体积小、结构紧凑。
超宽带滤波器首先是由 Satio A.等人在 2003年提出，该滤波器是基于一种对高频信号有较大衰减的特殊材料设计而成。但其缺点是插损较大，达到6dB，远不能满足现在超宽带系统的要求。而后，在2004年Ishida H.等提出了一种微带双模环形谐振器结构的超宽带滤波器，实现滤波器的相对带宽为 83%，其带内特性较好，但是带外抑制效果并不理想。在近年来，随着超宽带技术的快速发展，国内外针对超宽带滤波器这一研究热点进行了广泛的研究，提出了一些新的超宽带滤波器的设计方法以满足高性能、小型化的设计要求。
3、 超宽带带通滤波器的设计研究
3.1 宽阻带 UWB 带通滤波器设计
近几年，专家学者提出了多种结构的超宽带带通滤波器，这些滤波器具有结构简单、通带内性能较好的优点。但其缺点是阻带较窄，抑制高次谐波的性能不够突出。因此，在实现宽通带滤波器的同时，如何实现宽阻带的特性，从而有效抑制谐波，提高 UWB 系统性能，成为当前的研究热点。
单个叉指谐振器上阻带较窄，不能抑制高次谐波。S-DGS和 S-SISS 结构具有带阻特性，因此将叉指谐振器和 S-DGS、S-SISS 结合，设计了一种新型的超宽带带通滤波器，该滤波器的作频带在 3.1-10.8 GHz，带内插损小于 1 dB，阻带高达 18 GHz，抑制电平在 15 dB 以上。因此，在叉指谐振器中加入 S-DGS 和 S-SISS 单元以后，滤波器具有良好的通带特性以及较宽的阻带。除了陷波频段外，所设计的滤波器通带内的群时延小于 0.5 ns，具有平坦的时延特性。可以避免 UWB 信号通过滤波器产生的失真。但该滤波器也存在不足，过渡带不够陡峭，还有待于改善。
3.2 多陷波 UWB 带通滤波器设计
随着移动通信技术的迅速发展，多种通信系统并存，应用越来越普遍的无线技术，各种频率信号的产生，主要是 WLAN 和卫星通信系统等信号对 UWB 系统的影响对滤波器的频率选择特性提出了新的更高的要求，如何抑制消除特定频率信号的干扰，成为新的研究方向。
单陷波滤波器模型是采用并联四分之一波长短路支节来形成基本的带通滤波器，将并联支节折叠以减少尺寸；折叠的 SIR 单元在与主传输线耦合时，等效为并联的串联 LC 谐振电路，因此在谐振频率点会将电流引向地，从而形成陷波。双陷波滤波器模型是将叉指谐振器单元进行改进，引入开路支节，调节开路支节的尺寸，可以在期望的频点得到陷波；在微带线上刻出螺旋缝隙，调节缝隙的尺寸，同样可以引入陷波。两种滤波器的尺寸都较小，通带性能优越，并在指定频段内有效地抑制了干扰信号。但是这两种滤波器的阻带比较窄，频率选择性能不够突出，还有待进一步提高。
3.3 折叠耦合臂UWB 带通滤波器设计
折叠耦合臂UWB 带通滤波器用哑铃型支节多模谐振器结构可以在形成宽通带的同时，兼具宽阻带，具有更好的频率选择性；输入输出两端采用叉指耦合结构，达到紧耦合。折叠的部分相当于一个并联的串联 LC 谐振电路，在谐振频率点处，该电路具有扼流作用，即在谐振频率点产生陷波。
折叠耦合臂 UWB 带通滤波器的设计中间采用哑铃型支节多模谐振器结构，同时具有宽通带和宽阻带；两端采用折叠耦合臂结构，在紧耦合的同时实现陷波。折叠臂与输入/输出端口距离 WS的改变对带内插损几乎没有影响，但对回波损耗的指标有较小的影响。兼顾加工工艺的难易程度和滤波器性能，选择 WS=0.5 mm 为最佳距离。由上面分析，折叠耦合臂的长度 WH决定了陷波中心频率。固定 WS为 0.5 mm，改变 WH的值，仿真带内插损的频率特性，WH由 3.0 mm 逐渐增加到 3.8 mm，陷波的中心频率逐渐向低频移动。当 WH=3.4 mm，实现了 5.8 GHz的陷波。
将叉指谐振器的一个耦合臂折叠，引入陷波特性，再结合哑铃型支节多模谐振器滤波器结构，设计出来的滤波器模型既有陷波又有宽阻带特性。叉指耦合器单元结合 S-DGS 和 S-SISS 是具有宽阻带的带通滤波器，在主传输线上耦合折叠的 SIR 单元引入陷波。但是滤波器的带内带外特性有所下降，且实测结果和软件仿真存在差异，滤波器的整体性能还有待进一步提高。
结语
综合研究分析，在超宽带带通滤波器的设计中将宽通带、宽阻带、陷波巧妙的结合起来，设计出结构更紧凑，尺寸更小巧的滤波器，更加契合无线通信系统的发展需要，也是 UWB 滤波器的发展趋势。
参考文献
[1]高山山.超宽带微带带通滤波器的研究与设计[D].南京邮电大学硕士学位论文， 2008.
关键词：卡尔曼滤波，BP神经网络，状态估计，导航系统
1 引言
捷联惯导系统(SINS)和GPS组合而成的导航系统是当今导航领域最主要的组合方式，它有效的减少了系统误差，提高精度，降低了导航系统的成本，这种组合方式已在航天航空、航海、陆地平台导航、测绘等领域得到了广泛应用。在传统的SINS/GPS组合状态估计中，经典卡尔曼滤波器[3]发挥重要作用，但其要求条件苛刻，主要体现在要求模型的状态方程和量测方程精确、系统噪声和量测噪声的统计模型为零均值的高斯白噪声；但在复杂环境下，噪声的统计信息不可能预见，更不可能是理想的高斯白噪声，因此，许多在仿真条件下表现非常好的系统运用到实际环境中就容易出现精度下降甚至发散现象。而回归BP神经网络具有较强的并行计算能力，容错性好，在神经元数量足够时，逼近非线性函数的程度比较好。本文在经典滤波的基础上引入回归BP神经网络[4]对组合导航系统进行状态估计，尽可能减少非线性噪声对系统的影响；首先利用经典卡尔曼滤波对不同特性的噪声输入下的系统进行估计，得到各条件下的状态后，将各条件下的状态估计均值作为样本输出，以各种噪声集对网络进行训练；在训练结束后，将训练后的回归BP神经网络作为状态估计器输出组合导航系统估计值。
2 回归BP神经网络算法
误差反向传播BP算法是前向网络学习算法中应用最为广泛的算法，回归BP网络是在BP算法中采用的梯度下降法推广到回归网络中，其具有反馈和前馈机制，即在网络的一个训练周期中，网络的输出同时反馈给网络的输入神经单元作为网络的外部输入。如图1所示为一个典型的三层回归BP网络。
图1回归BP网示意图
在图1中有一个关联层，每一个隐含的结点都有一个相应的关联层结点与之连接，并且连线的权值可调，而关联层的信号来自于输出，关联层节点起到了存储网络内部状态的作用，当关联层与中间层连接后，起到了状态反馈的作用，这为组合导航系统这种典型的时间序列信号分析提高了有力的工具，具有“记忆”功能的回归BP网络能够对一阶马尔科夫序列很好的滤波和预报。反馈网络的反馈激励的加入使得局部的记忆特性被放大易造成传统的梯度下降学习方法过早的收敛，本文采用可修正速率的梯度下降学习法，其本质是综合考虑当前和前一时刻的梯度向量，调整其具有适应性，不因为某一时刻的梯度变化而改变网络的收敛状态。算法的基本要求与传统梯度法基本相同，学习的准则是让网络实际输出与样本比较，直至误差平方和达到最小。在算法中加入速率因子，使神经网络权值的更新不仅考虑了当前梯度方向，还考虑了前一时刻的梯度方向，减少网络反馈对阐述调整的敏感性，有效抑制了局部最优；速率因子的取值应当根据网络可能陷入局部最优的程度而定。
3 导航系统的状态表达与组合滤波
根据SINS/GPS组合导航系统得理论，可以得到如下组合误差的状态方程：
F(t)为系统的动态矩阵；G(T)为系统噪声系数矩阵；W(t)为系统噪声。
本文中对系统噪声仍确定为高斯白噪声，这是由于系统噪声的统计特性一般不会剧烈变化，而系统量测噪声的统计特性变换是引起卡尔曼滤波器性能下降的主要因素。系统量测噪声容易受到外界环境的干扰，如温度、电磁场、湿度等等，因此本文主要针对卡尔曼滤波中的量测噪声统计特性变化进行研究。
4 回归BP神经网络对组合导航系统的状态估计
4.1 回归BP神经网络对组合导航系统状态估计模型设计
神经网络的训练是神经网络能够应用的前提。在样本训练中对同一状态量输入X，选取不同的噪声集合，通过卡尔曼滤波器，取得一系列的不同条件下的最优估计,将这些最优估计的状态均值作为神经网络期望样本输出的真实值，构成了不同噪声集合下得输入样本和卡尔曼滤波器得到的输出样本；通过不同噪声集合样本的训练，使得神经网络具有处理各种统计特性噪声的自适应能力。训练结束后，就可以利用普通的无偏卡尔曼滤波器和训练好的神经网络进行状态估计。图2为卡尔曼滤波和神经网络组合的示意图。
图2 卡尔曼滤波与回归BP神经网络组合示意图
在实际的参数选取和设计中，本文采用卡尔曼滤波器的初始估计和SINS/GPS的参数误差作为回归BP神经网络的状态变量。选取参数误差X作为回归BP网络的状态变量。
以上参数依次为：纬度误差、经度误差、高程误差、东向速度误差、北向速度误差、垂直速度误差，三个姿态角误差。将普通卡尔曼滤波器的输出作为初始值。
4.2 仿真实验与分析
1）不进行任何滤波的SINS位置误差曲线
图4 不加滤波器的SINS位置误差曲线 图5 组合滤波后北向位置估计误差曲线
图4是断开卡尔曼滤波器和神经网络的结果。没有GPS和滤波器的辅助，在很短的时间内，单纯的SINS输出就会偏移很多。。。
2）进行组合滤波后的误差曲线
在加入GPS和滤波器后，从图5可以看出，滤波器状态估值与真实值之间的误差变化保持在较高的水准，说明滤波器明显减少了SINS的漂移和积累误差，并且在噪声复杂多变的情况下仍然表现出了平滑过渡的状态。需要说明的是由于GPS的位置精度从长期看是高于SINS的，本文在进行位置估计的时候，出于以SINS为主的思想，给予GPS的权值较小。
图6 组合滤波后滚动角估计误差曲线 图7卡尔曼滤波滚动角估计误差曲线图
从姿态角的误差分析可以看出，滤波器能够很快的收敛。。SINS的姿态误差受到外界条件影响是比较大的，即量测噪声的影响超过系统噪声，从图6中可以看出，在噪声统计特性变化的条件下，误差值仍然很小，说明神经网络系统能够有效地对量测噪声进行滤波。
3）组合误差与普通卡尔曼滤波误差的比较
对单纯卡尔曼滤波系统和组合系统分别输出的姿态角的比较。对实测数据中SINS和GPS原始数据加载入滤波器。误差图进行了部分的放大，如图7所示，从图7中可以明显看出，单纯的卡尔曼滤波系统对复杂噪声的滤波能力远远差于组合系统，表现在数据曲线上就是跳动很明显，也验证了组合系统具有较好的对不同统计特性的复杂噪声的适应能力。
5 结论
本文探讨了采用神经网络系统对导航系统滤波的问题。采用卡尔曼滤波器与回归BP神经网络系统的组合能够有效地提高导航系统在复杂环境下的导航精度，并且能够做到较快的收敛。但是这种方法的缺点在于需要大量的样本输入和需要完善的噪声组合选择，同时也受到计算能力的限制。此外，隐含层层数的选择和结点个数的选择应当如何优化，也是一个需要探索的问题。
参考文献：
[1] 以光衢，惯性导航原理[M]，航空工业出版社，1987
[2] 张守信，GPS卫星测量定位理论与应用[M]，国防科技大学出版社，1996
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关键词：3D;PAL;亮色分离；三维处理
中图分类号：TN401文献标识码：B
文章编号：1004-373X(2008)08-007-02オ
New3D Y/C Separation Circuit Based on PAL
LI Yanzhuo,GUO Binlin
(Insitute of CAD,Hangzhou Dianzi University,Hangzhou,310018,China)オ
Abstract：The rapid development of VLSI technology and mutidimentional digital signal processing makes it possible to process TV signals in threedimention.Because in current,3D Y/C separation circuit needs too many memorys,this paper proposes a 3D Y/C separation circuit.It can be realized with a minimum frame structure.Through many experiments,the 3D Y/C separation circuit can successfully separate Y/C without the deterioration of highfrequency in luminance signals.
Keywords：3D;PAL;Y/Cseparation;threedimention processing
近年来，高清晰度电视(HDTV)、增强清晰度电视(EDTV)和改进清晰度电视(IDTV)受到了越来越多的关注，高质量的亮色分离就成为研究的重要课题[1]。大规模集成电路的发展和多维数字信号处理理论与技术的发展使得对电视信号进行三维处理成为可能，但现有的3D亮/色分离电路需要存储器太多，该论文针对这一缺点提出一种新型的亮色分离电路，他用一种最小化的帧存储结构实现，根据大量实验结果证实这种电路是可行的和有效的，他能够很好地把亮度信号和色度信号分离，并且没有亮度信号高频分量的损失。
1 2D亮色分离电路
2D亮色分离电路利用行与行之间的相位关系，通过一个垂直带通滤波器限制色度信号。他需要行存储器实现，但他不能消除串色、串亮以及色串色的干扰，也降低了图像的清晰度[2]。
2 3D亮色分离电路
3D亮色分离电路包括1个2D亮色分离滤波器，1个3D亮色分离帧梳状滤波器和1个能在2个滤波器之间转换的动态检测电路。对静止图像，3D帧梳状滤波器能够很好地把亮度信号和色度信号分离，也没有亮度信号高频分量的丢失。但对快速运动的图像，就必须通过动态检测电路转换到2D亮色分离滤波器。对3D亮色分离电路来说，动态检测电路是非常重要的一部分。
动态检测电路由1个1帧检波器和1个2帧检波器组成。在NTSC制中，1帧检波器是用来检测当前帧和下一帧亮度信号低频部分有什么不同，2帧检波器用来检测当前帧和下一帧色度信号与亮度信号有什么不同。PAL制和NTSC制类似，但在PAL制的动态检测电路中，需要1个2帧检波器和1个4帧检波器。因为在NTSC制中，色度信号是在空间方向上每2行，时间方向上每2帧保持相位相同。而在PAL制中，色度信号在空间方向上每四行，时间方向上每4帧保持相位相同，因此，在NTSC制中，用来提取色度信号的帧梳状滤波器需要通过一帧信号实现，在PAL制中则需要两帧信号实现[35]。这就意味着3D亮色分离电路中PAL制中的存储器的数量是NTSC制的2倍，存储器的数量与动态检测电路有关，因此需要设计一个新的动态检测电路来降低PAL制中亮色分离电路需要的存储器的数量。
3 动态检测电路
在PAL制中，传统的动态检测电路是检测两帧不同信号的亮度信号的低频部分和4帧不同信号的亮度信号和色度信号，所以如果不用4帧不同的信号就无法检测到色度信号。换句话说，就是如果亮度信号相同色度信号不同，动态检测电路就无法检测。因此，如果用帧梳状滤波器提取色度信号，色度信号就会漏入到亮度信号，在输出端就会发生串色干扰。
为了避免这种情况发生和降低存储器的数量，设计一个新的动态检测电路，他是由传统的动态检测电路和新加的电路组成，新加的电路是一个带通滤波器。新的动态检测电路框图如图1所示。
经过大量实验，可以看到新的动态检测电路的效果。图2是新的动态检测电路和传统的动态检测电路相比较检测结果，新的动态检测电路消除串色干扰，也能降低存储器数量。
4 结 语
通常的3D亮色分离电路都有其自身的缺陷，不能很好地分离亮度信号和色度信号，即不能消除串色干扰，并且需要的存储器数量比较多，本文介绍的这种新的亮色分离电路使得传统的PAL制的亮色分离电路的存储器的数量降低一半，也可以很好的分离亮度信号和色度信号，消除串色干扰，达到预期的目的。
参 考 文 献
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水力发电系统由发电机、AC/DC转换、PWM逆变器、LCL滤波器组成。发电机使用异步电机，异步电机并网发电是利用电网提供以同步转速转动的旋转磁场,在转差率为负值的工况下,其磁力矩与转速方向相反,机械力矩方向与转速方向相同,磁力矩作负功,机械力矩作正功(转化为电能),向电网输出电能。常用作发电的一般为三相鼠笼式异步电机,三相绕线式异步电机和单相电容式异步电机也可作为发电使用,但技术性指标差。电能经PWM逆变器后变为正弦调制波，这时的电能含有大量的高次谐波，为了减少谐波污染，加入LCL滤波器。
二、电力系统谐波危害
并网系统的电能质量主要取决于输出电流的质量，为了能够给电网提供高质量的电能，并网逆变器的电流控制发挥了重要的作用，因此，对并网发电用三相逆变器研究就显的尤为重要。
由于三相PWM逆变器具有功率因数高，效率高等诸多优点，因此在可再生能源的并网发电中得到广泛应用。但是三相PWM逆变器在其开关频率及开关频率的整数倍附近，产生的高次谐波注入到电网中，会产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。
谐波对电力系统和其它用的设备可能带来非常严重的影响，主要危害可归纳为：
在电力危害方面：
（1）使公用电网中的设备产生附加谐波损耗，降低发电、输电及用电设备的使用频率增加电网损耗。零线会由于流过大量的3次及其倍数次谐波造成零线过热，甚至引发火灾。
（2）谐波会产生额外的热效应从而引起用电设备发热，使绝缘老化，降低设备的使用寿命。
（3）谐波容易使电网与补偿电容器之间产生串联并联谐振，使谐振电流放大几倍甚至几十倍，造成过流，造成电容器以及与之相连的电抗器、电阻器的损坏。
（4）降低产生、传输和利用电能的效率。
在信号干扰方面：
（1）谐波会引起一些保护设备误动作，如继电保护的熔断器等。同时也会导致电气测量仪表计量不准确。
（2）谐波通过电磁感应和传导耦合等方式对邻近的电子设备和通信系统产生干扰，严重时会导致它们无法正常工作。
所以，减轻直至消除这些危害，对于供电和用电设备的节能降耗，乃至于对整个社会能源利用率的提高，都具有极其重要的意义。由于LCL在抑制谐波方面具有的优点，因此研究LCL滤波器具有很重要的现实意义。
三、并网逆变器矢量控制
控制电路的目的就是控制并网逆变器六个开关管的通断，产生与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，而宽度是按正弦规律变化。这样，由n个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦半周等效。同样，正弦波负半周也可用相同方法与一系列负脉冲波来等效。
为了达到控制目的，我们选用矢量控制的方法。矢量控制最初用于控制异步电机，把交流电动机等效为直流电动机控制，后来经过多年的发展，逐渐形成了一套比较完整的矢量控制理论体系。最近二十多年来由于电力电子、计算机及微电子技术的飞速发展，矢量控制技术在高性能交流驱动领域的应用已经越来越广泛。矢量控制大大简化了控制的难度，并会获得较好的控制效果，因此我们将采用矢量控制的方法对并网逆变器进行控制。
我们采用两个电流内环、一个电压外环的双闭环系统，来达到实际需要的精度和动静态性能。这种方法是取直流侧电压与给定电压比较，产生作为输入的直轴电流，取逆变器侧电感电流作为反馈，产生控制逆变器的脉冲信号。当发电机的直流电压不稳定时，通过逆变器侧电感电流的反馈，可以调节逆变器6个开关管通断时间，使其输出与电网电压幅值、相位相吻合。
四、LCL参数设计
逆变器侧是三个电阻为R、电感为L的电抗器，网侧是三个电阻为Rf、电感为Lf的电抗器，网侧电抗器和变流器侧电抗器之间是三个星形联结的电容器Cf。六个功率开关由控制电路产生的脉冲信号控制其通断，从而产生与正弦波等效的等幅矩形脉冲序列波。经逆变器形成的三相交流电经LCL滤波器滤除谐波后并入电网。
由于在LCL参数选择比较复杂，国际上也没有一种统一的设计方法，因此文章综合考虑电网侧电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性等要求，通过计算的方法得出一种简单有效的设计方案：通过选择逆变器侧所需要的电流纹波来设计内部电感L，通过选择在额定状态下吸收的无功功率来决定电容值，通过选择期望电流纹波减少量来设计Lf。由于逆变器开关管通常工作在高频方式，一般为15kHz，所以该滤波器属于低通滤波器，目的是滤除高频开关纹波。
通过计算得出LCL参数后，我们采用MATLAB中的SIMULINK模块进行仿真，通过反复实验后得出一个满足要求的实验结果。
五、主动阻尼控制器的设计
由于LCL滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，如果不采取很好的控制策略，会使电流的谐波畸变率增大。为了抑制LCL滤波器的谐振，可以采取增加滤波器阻尼的方法，但是增加无源元件，如电阻等，会造成功率损耗，降低系统的工作效率。除此之外我们还可以采取增加主动阻尼的方法，所谓主动阻尼，是指主动采取控制策略的方法，达到与被动阻尼相同的效果。
用主动阻尼的方法替代实际的谐振阻尼电阻作用，这样即使主动阻尼的阻值很大，也不会造成功率损耗，降低系统的效率。由于电压电流双闭环控制具有系统对参数变化不敏感，稳定性高的优点。采取这种控制策略与通常的双闭环不同之处在于，增加了对电容器电流的前馈控制。
结语
IEEE1547标准严格限定负载注入电网的电流总谐波畸变要小于5%，35次以上谐波的畸变率要小于0.3%。通过我们对逆变器矢量控制、LCL参数和主动阻尼器的设计，将基本达到这一要求。
参考文献
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【关键词】降压重启;功率受限
前言
本论文分析了极1保护动作闭锁，以及极2降压重启后恢复全压运行时直流功率由1500MW自动分阶段回降至560MW的过程及原因，检查了控制保护系统响应情况的正确性。针对本次事件暴露出的问题提出下一步工作思路及运维建议。
1.故障过程分析
2014年5月23日14时40分29秒427毫秒时刻左右，兴安直流极1直流线路出现故障，宝安站和兴仁站极1行波保护WFPDL先后动作，宝安站极1电压突变量保护27du/dt的判据也满足，延时160ms后动作。兴安直流系统设置的线路故障重启动次数为1，重启方式为0.8p.u.降压重启，因此WFPDL动作后极1开始降压重启。当350ms去游离时间结束后，直流线路电压未能建立，兴仁站极1极控判断为永久性线路故障，发出闭锁请求，随后宝安站收到对站的闭锁极1的请求。
2.恢复全压运行时直流功率受限分析
2014年05月23日14时，雷击导致兴安直流两站保护动作，极1闭锁，极2降压重启至400kV运行。在极2恢复全压运行时，直流功率由1500MW自动分阶段回降至560MW。
2.1 极2功率由1500MW降功率至1200MW运行
兴安直流极1闭锁后，极2单极-500kV运行，功率为1500MW。14：40：30：984，
兴仁站收到宝安站的直流线路故障信号（宝安站接地极线路故障，接地极电流不平衡保护I段动作），启动极2直流线路故障恢复顺序，14：40： 31：340，极2重启成功降压-400kV运行。在直流降压运行期间，直流电流最大允许值为3000A，因此直流系统限制直流电流为3000A，极2直流功率由1500MW下降至1200MW（400kV×3kA）运行。
2.2 极2功率由1200MW降功率至900MW运行
根据“兴仁站无功投切策略”，兴仁站单极降压0.8p.u.运行，功率方向为正时直流负载（直流电流）需保持在75%运行，即3000A*75%=2250A运行。此时兴仁站只需投入6组交流滤波器即可满足无功需求，兴仁站直流站控相继切除583、573、564和562开关，剩余3A+3B型滤波器运行。因此，14：42：43：263，兴仁站极2极控发“交流滤波器不满足限制直流电流”，将极2直流电流最大允许值由3000A限制为2250A，极2直流负荷从1200WM降为900WM（400kV×2250A）。兴安直流工程直流站控实现无功投切策略表的程序中，将直流负载百分数等同于直流电流百分数，直接导致了降压运行时限电流的发生。
2.3 极2直流功率由900MW降至840MW运行
根据“宝安站无功投切策略”，宝安站单极降压0.8p.u.运行，功率方向为正时直流负载（直流电流）需保持在70%运行，即3000A*70%=2100A运行。此时宝安站只需投入6组交流滤波器即可满足无功需求，宝安站直流站控相继切除574、581、571、564、563和583开关，剩余4A+2C型滤波器运行。因此，14：44：59：503，兴仁站极2极控系统收到宝安站的“交流滤波器不满足”信号，将极2直流电流限制到2100A（70%），直流负荷降至840MW。为满流滤波器投切策略，兴仁站切除了561交流滤波器，使交流滤波器总数保持在3A+2B。
在极2功率由1200MW降至900MW，再降至840MW的过程中，极2降压0.8p.u.运行，兴仁站及宝安站根据各自的无功投切策略表，分别将直流负载（直流电流）保持在75%和70%的水平运行，造成了直流负载（直流电流）的两次调整。说明同一工况下（单极降压运行）两站的无功投切策略表存在协调问题。
2.4 极2功率由840MW降至560MW运行
14：47：52：699，运行人员将极2操作到-500kV全压运行状态，直流电压由-400kV向-500kV变化。14：47：52：779，兴仁站极2低负荷无功优化功能被激活，目前的站控程序中，低负荷无功优化激活后将按照如表4.7所示的全压方式无功投切策略配置交流滤波器。当前直流电流水平下所需交流滤波器配置为1A+1B，因此兴仁站直流站控依次切除563、581、582交流滤波器，导致14：48：16：540、14：48：35：981时刻兴仁站极2极控两次发“交流滤波器不满足限制直流电流”。14：48：30：620时刻，极2的低负荷无功优化功能退出，因此14：48：36：037时刻站控重新投入562交流滤波器，此时兴仁站交流滤波器总数为2A+1B，极2直流电流被限制在1350A，直流功率由840MW降至560MW。
3.结论
本次兴安直流极2恢复全压运行时直流功率从1500MW分阶段回降至560MW，是由于以下三方面的原因：
1）降压运行时，直流系统将直流电流限制为3000A，导致直流功率受限至1200MW;
2）目前兴安直流采用的无功投切策略存在问题，在单极降压（0.8p.u.或0.7p.u.）、功率方向为正时，兴仁站将直流电流限制为75%，宝安站将直流电流限制为70%，导致直流功率由1200MW降至900MW，再降至840MW。
3）在单极降压运行恢复至全压运行的过程中，兴仁站低负荷无功优化功能被激活。
目前的站控程序中，低负荷无功优化激活后将按照全压方式无功投切策略配置交流滤波器，直流站控根据当前的直流电流水平切除交流滤波器，导致直流系统因可用的交流滤波器不足限功率至560MW。
本次事件暴露出兴安直流无功投切策略存在不完善的地方，具体如下：
1）将直流负载百分数等同于直流电流百分数，直接导致了降压运行时限电流的发生。当直流系统单极0.8p.u.或0.7p.u.降压运行时，即使可用的交流滤波器充足，直流电流也将被限制，兴仁站为不超过75%额定电流，宝安站为不超过70%额定电流。
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关键词：DMR；同步定时；抽样判决；误码率
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.6.010
引言
随着无线电通信技术的发展、人们对无线通信质量要求的提高以及频谱资源的日益缺乏，数字专用无线通信设备必将面临巨大的市场需求。目前，在全球范围内对数字专用无线通信设备的需求不断增加，特别是公共安全部门。可以看到，数字专用无线通信系统将成为未来专用无线通信系统的发展趋势。
数字专用无线通信系统概况
数字专用无线通信系统介绍
数字集群通信系统[1]是指数字专用无线通信系统，数字专用无线通信系统发展迅速，主要应用于集团调度指挥通信。该系统的可用信道能被系统的全体用户共用，且具有自动选择信道功能，是共享资源、分担费用、共享信道设备和服务的多用途、高效能的无线调度通信系统。
与公众蜂窝移动通信系统相比，专用无线通信系统具有呼叫接续快，组群内用户共享前向信道、半双工通信方式、PTT方式、支持私密呼叫和群组呼叫等特点。由于专用无线通信系统具备特有的调度功能、组呼功能和快速呼叫的特性，因此在专业通信领域发挥着不可替代的作用[2]。
数字专用无线通信系统优点[3]
1）可以更好地利用频谱资源。与蜂窝数字技术类似，数字专用无线通信系统可以在一条指定的信道上装载更多用户，提高频谱利用率；
2）可以有效提高通话质量。由于数字通信技术具有系统内错误校正功能，和模拟专用无线通信系统相比，可以在更广泛的信号环境中实现更好的语音音频质量；
3）可以提高改进语音和数据集成，改变控制信号随通讯距离的增加而降低的弱点。
关键技术和实现方案
4FSK调制
DMR协议采用4FSK调制，是一种恒包络调制。调制时每秒发送4800个符号，其中每个符号携带两比特的信息，最大频偏D定义如下：
表1列出了特定符号与频偏的对应关系[4]。
4FSK调制器由一个平方根升余弦滤波器级联一个频率调制器组成[4]，如图1所示。
可见4FSK调制模块分为两部分，第一部分是成型滤波模块，该模块包括映射、插值以及成型滤波，产生四电平的基带带限信号m（n）作为调制信号；第二部分是调频部分（FM）。基带调制信号的产生过程如图2所示。
成型滤波器的设计是该部分的关键，在实际的通信系统中，平方根升余弦滤波器可以通过在发射端和接收端使用同样的平方根升余弦滤波器来实现，从而实现成型滤波。方案中采用E4438C来实现4FSK调制。
4FSK解调
和调制过程相逆，解调的过程也分为两部分：第一部分是正交差分解调，由4FSK调频信号恢复四进制的基带信号；第二部分根据基带信号恢复原始码元信息，包括匹配滤波、抽样判决、反映射等模块。接收端基带信号的处理如图3所示。
其中匹配滤波器采用与发端相同的平方根升余弦滚降滤波器；抽样判决需要找到合适的抽判位置并建立位定时信息，而且还要确定合适的门限。抽判位置的确定可以通过相关运算找出同步码的起始位置后进行推算。
正交差分解调过程如图4所示。同调制过程中的内插滤波相对应，正交解调过程中需要在满足奈奎斯特定力的前提下对高采样率的信号进行抽取，降低采样率，减小运算量。
基带成型滤波技术
成型滤波器的设计是能否正确恢复数据的关键，DMR系统采用的是平方根升余弦滚降滤波器，同时也采用相同的滤波器作为接收端的匹配滤波器。平方根升余弦滚降滤波器[5-7]频率响应如下：
可见平方根升余弦滚降滤波器的时域表达式是一个无穷阶数系数对称的FIR滤波器。实际应用中，需要对其进行截断，即在理论的时域表达式上加矩形窗，可得到相应逼近的FIR数字滤波器。
用Matlab软件进行平方根升余弦滤波器的设计非常方便，调用firrcos函数即可得到滤波器系数：h=firrcos（N，Fc，a，Fs，‘sqrt’）。其中N是滤波器阶数；Fc是理想低通滤波器的截止频率，为符号率的1/2；a为滚降系数；Fs为采样率。根据DMR系统的要求，设定Fc=4800/2=2400Hz，a=0.2，Fs=4800*10，N的取值可以根据实际情况进行更改，这里采用了10倍的采样速率，考虑MATLAB的计算能力及测试信号信噪比的不同，阶数N也会有所不同。这里也可以用Matlab自带的工具箱进行设计[8]，在调试过程中发现信道机的带内平坦度不是很好，因此在信道机的接收端设计了一个具有补偿作用的补偿滤波器去补偿信道机的信号平坦度。
帧同步技术
DMR系统采用集中插入特殊同步码组的方法进行帧同步，接收端按帧的周期连续数次检测该特殊码组，便可获得帧同步信息。方案中所使用的是已知的特殊同步码组：7F 7D 5D D5 7D FD，该码组具有尖锐单峰的自相关函数、漏同步概率小；便于与信息码区别、假同步概率小；码长适当，可以保证传输效率。DMR系统对采用的帧同步码组有严格的规定：帧同步码组插入在帧的中心位置，并且对于输入输出语音、数据或控制信息，由不用的帧同步码组来区分。
抽样判决
抽样判决是在同步之后，属于解调的一部分。抽样判决需要找到合适的抽样判决位置并建立位定时信息，而且还要确定合适的门限。抽样判决位置的确定可以通过相关运算找出同步码的起始位置进行推算，具体方法如下：在本地存储48bit同步码对应的波形，然后将存储的数据和接收波形进行滑动相关运算，即将对应点相乘累加。当本地波形与接收波形的同步码对应上时能获得最大相关值，返回出现该相关峰的位置，然后将该位置减去同步码之前的符号数与每符号采样点数M的乘积即可得到第一个判决位置，之后每隔M点就是一个抽判点。门限的确定则可以根据接受眼图来划分，判决点之间的间隔是10，门限电平可根据需要自己进行调整。
在解调抽样判决时，同样是+3的采样值，由于前后数据不同，信号在经过滤波器滤波之后，对应的幅度信息就会产生一定程度的改变，例如前后都是+3，那么当前这个+3的幅度就会比较高，如果前后都是-3，那么当前这个-3的幅度就会被拉低。因此在对信号进行抽样判决的时候，本方案对信号幅度进行了相应的调整，采用一种动态调整判决门限的判决方法，使采样值前后的幅度对该幅度的影响降到最低，从而有效地优化了误码率，提高了通信质量。这是本方案在解调抽样判决上做的改进，下面的测试结果会进一步验证改进的可行性。
误码率测试结果
接收端在进行误码性能测试中，测试信号的长度均为50帧，将接收端解调出的信号和发送端的测试信号进行对比，不同的则定义为误码，从而得出误码率。图10是MATLAB的误码率性能测试曲线的对比图。
结论
通过测试结果可以得出该方案中的同步算法具有准确性和通用性，在调试中对抽样判决进行了调整，从而使得系统误码率得到了进一步的优化，验证了该方案的可行性，在工程实践中具有很好的实用价值。
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关键词：自相似矩阵；纹理描述；局部谱能量；纹理检测；纹理分类
中图分类号： TP391.413
文献标志码：A
Abstract： To deal with the texture detection and classification problem， a new texture description method based on selfsimilarity matrix of local spectrum energy of Gabor filters bank output was presented. Firstly， local frequency band and orientation information of texture template were obtained by convolving template with polar LogGabor filters bank. And then the selfsimilarities of different local frequency patches were measured and stored in a selfsimilarity matrix which was defined as the texture descriptor in this paper. At last this texture descriptor could be used in texture detection and classification. Due to the reflection of selfsimilarity level of different bands and orientations， the descriptor had lower dependency of Gabor filters bank parameters. In the tests， this descriptor produced better detection results than Homogeneous Texture Descriptor （HTD） and the other selfsimilarity descriptors and the accuracy of multitexture classification could be up to 91%. The experimental results demonstrate that selfsimilarity matrix of local power spectrum is a kind of effective texture descriptor. The output of texture detection and classification can be used widely in the post texture analysis task， such as texture segmentation and recognition.
Key words： SelfSimilarity Matrix （SSM）； texture description； local spectrum energy； texture detection； texture classification
0引言
在图像中，常常在一些区域出现某种结构或者模式的重复，这种特性认为是图像的纹理特性[1]。纹理是图像分析中常用的概念，是一种普遍的视觉现象，但是并没有统一的定义。纹理图像区域的灰度或色彩分布不均匀、不光滑，这与一般自然图像有所区别，也导致了纹理分析具有更多的复杂性。
纹理描述是连接低级视觉和高级视觉的桥梁和纽带，其结果既取决于图像采集和预处理的效果，又决定了高级视觉中的各种应用的最终输出质量[2]。各国研究者对纹理描述方法进行了广泛的研究，但纹理的微观异构性、复杂性以及其应用的广泛性和概念的不明确性给研究带来很大挑战[3]。
20世纪70年代之前出现了采用自相关函数及功率谱的纹理分析方法。Haralick等[4]开创性地提出空间灰度共生矩阵（Gray Level CoOccurrence Matrix， GLCM）纹理特征分析遥感图像，为后续的纹理研究提供了理论支持和技术积累；但这些方法只限于提取特定的纹理属性。
20世纪80年代，采用随机场模型进行纹理建模和描述逐渐开始流行。相继出现了马尔可夫随机场（Markov Random Field， MRF）模型、吉伯斯模型、高斯马尔可夫随机场（Gauss Markov Random Field， GMRF）模型、同步自回归模型（Simultaneous Autoregressive Model， SAR）、隐马尔可夫随机场（Hidden Markov Random Field， HMRF）模型、广义MRF模型和多分辨率MRF等[5-9]。同时，分形理论也为纹理描述的研究注入了新的活力[10-15]，但是从原则上讲，所有基于参数化的随机场模型都存在一个困难：无法用几个参数来描述繁杂多样的图像纹理。
20世纪90年代，利用神经生物学的多通道滤波器有效描述纹理特征成为了研究热点，为图像纹理特征提取和分析提供了新思路；尤其是小波理论的出现为纹理多尺度分析[16]提供了一个更为精确而统一的框架。比较著名的有Gabor滤波器组[17-22]和各种小波、小波包变换[23-26]。
2000年以后纹理特征提取呈现出多个研究方向
2000年以后纹理特征的研究呈现出多个方向，引人瞩目的是纹理的局部二进制模式（Local Binary Pattern， LBP）特征[27-28]、不变纹理特征提取的方法[29]、二维方向经验模式分解（Empirical Mode Decomposition， EMD）[30-31]提取纹理特征、图像分解提取纹理的振动特征[32]、MPEG7中的同质纹理描述子（Homogeneous Texture Descriptor， HTD）纹理描述方法[33]、光流局部纹理特征[34]、频率域纹理特征等[35]这一句话，是表示特征，还是表示特征提取方法？请明确这一句话表达得是否正确，请明确。。尽管纹理描述已经有了很大的发展，但是多数报道的纹理描述方法普适性较差。Shechtman等[36]在2007年最早提出了“局部自相似性”特征描述子，可以完成复杂环境下的物体及运动的识别和检测。该描述子具有一定的区分不同的纹理的能力，但是该自相似描述子并不适合作为普通意义的纹理描述。主要原因是根据文献[36]中的定义，由于纹理的重复性，往往会使文献[36]中的自相似描述子难以提取足够的信息，导致计算出的纹理的自相似描述子中各细胞之间的自相似函数数值趋近0。在文献[36]中，作者指出“图像中的一个纹理区域的自相似算子可能与具有相同形状的单一色彩区域或其他不同的纹理的算子相匹配”。文献[37]根据文献[36]的原理又提出了局部和全局相结合的自相似算子，但是其基本思路与文献[36]类似，也会出现相同的问题。
基于以上的原因，虽然目前报道的自相似算子在自然图像检测和识别方面取得了相当大的成功，但是有关基于自相似性纹理的描述的论文和文献还很少。本文提出了一种频域上的纹理自相似性描述的方法。主要的思路是：首先采用Gabor滤波器组对模板纹理进行频域滤波，其中不同尺度和方向Gabor频域滤波器输出结果分别提取了模板纹理在该尺度和方向的频域信息；然后计算各滤波器输出局部谱能量之间的自相似矩阵，通过比较纹理在频域中的局部能量之间的内部分布关系获得纹理频域上的特征；最后以该自相似矩阵作为纹理模板的描述，并将其应用到纹理检测和分类任务中。
Gabor滤波器的优点在于不仅能够表现纹理的频率属性，实现最优的空间频率联合分辨率，同时还能够选择正确的方向性，而方向性正是纹理的重要属性，正是这种特性导致了Gabor滤波器的广泛应用。Gabor滤波器是可以调节中心频率、方向和带宽的带通滤波器。Gabor滤波器的傅里叶变换是在频域中移动的高斯函数。每个频道输出响应的幅度提供了纹理定位的信息。如果纹理图像包含的频率和方向信息与某个频道的Gabor滤波器的中心频率、方向相吻合的话，输出响应局部谱能量将会很大；反之则会很小，可以忽略。但是在使用Gabor滤波器组的时候采用了多通道，面对各种各样的纹理样本，如何选择各通道的滤波器中心频率和方向等参数是比较难以解决的问题。为了解决这个难题，Bovik等[38]提出了通过检测纹理图像傅里叶变换功率谱的峰值来确定滤波器的参数。文献[18-19]中提出了建立系统的方法选择纹理分割中Gabor滤波器参数的方案，指出并证明了原始图像经Gabor滤波器滤波后的响应满足莱斯分布，通过这个概率分布可以计算出纹理图像中的某个像素点属于不同纹理的概率，从而判断每个像素的归属。另外为了降低最佳滤波器参数估计的计算量，吴高洪等[20]49提出了一种新的在双纹理分割中估计Gabor滤波器参数的方法，根据纹理图像功率谱在频域上的分布相对集中但并不局限于单一频率的特性，通过比较两类纹理之间的傅里叶功率谱密度来设计滤波器。但是由于纹理样本的多样性使得这些方法仍然具有很大的盲目性。为了回避滤波器的选择问题，有人提出了利用滤波器组的概念将Gabor滤波器铺满整个频域，而不用把精力过多的放在滤波器参数选择上。
Farrokhnia等[17]1170提出了建立倍频程、对称的Gabor滤波器组的方法。另外由于Gabor函数系是非正交的，所以滤波提取的特征中存在大量的冗余信息，这些冗余信息是统计相关的。所以降低滤波后子图像的数目或维数，剔除冗余信息也成为后期研究的主要内容。Guo等[21]200提出了一种特征整合的方法，给出一种基于功率谱的降低冗余的技术；在此基础上，向世明等[39]也提出了采用独立主量分析（Independent Component Analysis， ICA）的方法降低特征空间维数，避开了滤波器的参数选择。但是以上铺满整个频域的滤波器方法并没有考虑各滤波器响应之间的关系导致这些方法的应用范围比较狭窄。
本文提出的方法通过计算Gabor滤波器组内各滤波器输出的频谱能量的自相似性，将它们存储在自相似矩阵中，用自相似矩阵来描述纹理特征。由于纹理的复杂性，使得各滤波器响应之间的关系比滤波器响应本身更为重要。自相似矩阵揭示了各滤波器响应之间相似程度，不仅可以降低纹理特征提取时对滤波器参数的依赖，同时不会增加特征空间的维数。
另外由于Gabor滤波器组分别提取了纹理不同方向和尺度的频域特征，这样使得自相似描述较好地提取了纹理信息，同时克服了使用纹理灰度信息的自相似特征描述子容易出现相同形状的图像描述子可能比较接近的问题。这是因为虽然图像具有相同形状，但是它们的局部的谱能量自相似描述却有较大区别，如图1所示。其中图1（a）、（b）和（c）样本中均具有“心型”图案模式，文献[36-37]中介绍的采用灰度信息的局部自相似特征描述子将会产生十分相似的描述，然而图1（a）、（b）和（c）中的纹理却具有较大的区别。采用本文提出的纹理特征提取三样本中的谱能量自相似描述子如图1（d）所示，比较它们的描述子可以发现此三个样本的纹理属性还是具有较大的差别。
图3为一组纹理测试样本集，其中：图3（a）为纹理模板（截取自Brodatz纹理库的D3）；图3（b）～（g）为待比较的纹理样本，分别截取自Brodatz纹理库的D3（与模板不同的位置）、D4、D6、D13、D15和D27。表1显示了纹理滤波器组的尺度数目从2增加到5，方向数从4增加到10的不同比较结果。通过待检测纹理与模板纹理描述子的匹配程度看出，与模板纹理同属D3的待检测纹理的匹配程度最好。而且除了r=3，θ=6时的D13之外，不同的尺度和方向参数的匹配结果基本是一致的，即在不同滤波器参数的设置情况下，待检测纹理与模板纹理的匹配程度的排序是基本不变的。由此可以看出：本文纹理描述方法受滤波器参数的影响较小，因此在实际使用中只需事先设定滤波器的尺度与方向即可，不用在滤波器参数选择上花费更多的时间与精力。
通过测试结果可以看出，本文提出的基于Gabor滤波器组局部谱能量的自相似矩阵的纹理描述方法的分类正确率高于文献[36]提出的局部自相似描述子和MPEG7中的HTD纹理描述子的分类方法。
4结语
本文提出了一种频域上的纹理自相似性描述的方法，采用Gabor滤波器组对模板纹理进行频域滤波，计算每两个滤波器输出频谱局部谱能量之间的自相似矩阵，最后以该自相似矩阵作为纹理模板的描述。基于这种描述方法完成了纹理检测和分类任务的测试。实验证明纹理自相似矩阵是一种十分简单、有效的纹理描述方法。未来可能的研究方向有：1）设计尺度和方向不变的自相似矩阵的描述方法，使之能够适应自然缓变纹理分析；2）减少纹理描述的窗口效应，实现精确的纹理分割。
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【论文摘要】：随着我国的经济发展，能源危机成为制约我国经济发展的重要因素，可再生能源受到人们的重视，其中水力发电是人们利用最为广泛的可再生能源。文章针对水力发电系统逆变器的谐波污染，提出了治理措施。
前言
近年来，可再生能源并网发电技术成为研究热点。作为可再生能源发电系统中的关键环节，并网逆变器及其控制技术越来越受到关注。逆变器并网发电运行的主要控制问题是逆变器输出正弦波电流(即并网电流)控制技术，要求并网电流能实时跟踪电网电压频率、相位和并网容量给定的变化，且电流的总畸变失真要低，以减小对电网的谐波影响。其控制目标是实现正弦电流输出和相位控制，使逆变器工作在单位功率因数并网模式。
前的并网逆变器采用的功率开关器件多是IGBT，就可以实现很高的开关频率，一般开关频率为2kHz~15kHz。然而功率开关器件的高开通关断频率却会产生高次谐波，注入到电网中，产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。所以我们就需要在电网和变流器之间接上谐波滤波器。
目前最常用的方法是在并网逆变器和交流电网之间串联输入电感来降低高次谐波的含量。但是当逆变器开关频率很高时，要想得到满意的滤波效果，就需要很大的电感值，从而花费过高成本，电感体积太大，并且大电感还将使得系统的动态响应变差。文章采用LCL滤波器来解决L滤波器所存在的问题。
一、水力发电系统简介
水力发电系统由发电机、AC/DC转换、PWM逆变器、LCL滤波器组成。发电机使用异步电机，异步电机并网发电是利用电网提供以同步转速转动的旋转磁场， 在转差率为负值的工况下，其磁力矩与转速方向相反，机械力矩方向与转速方向相同，磁力矩作负功，机械力矩作正功(转化为电能)，向电网输出电能。常用作发电的一般为三相鼠笼式异步电机，三相绕线式异步电机和单相电容式异步电机也可作为发电使用， 但技术性指标差。电能经PWM逆变器后变为正弦调制波，这时的电能含有大量的高次谐波，为了减少谐波污染，加入LCL滤波器。
二、电力系统谐波危害
并网系统的电能质量主要取决于输出电流的质量，为了能够给电网提供高质量的电能，并网逆变器的电流控制发挥了重要的作用，因此，对并网发电用三相逆变器研究就显的尤为重要。
由于三相PWM逆变器具有功率因数高，效率高等诸多优点，因此在可再生能源的并网发电中得到广泛应用。但是三相PWM逆变器在其开关频率及开关频率的整数倍附近，产生的高次谐波注入到电网中，会产生谐波污染，这将对电网上的其他电磁敏感的设备产生干扰。
谐波对电力系统和其它用的设备可能带来非常严重的影响，主要危害可归纳为：
在电力危害方面：
（1）使公用电网中的设备产生附加谐波损耗，降低发电、输电及用电设备的 使用频率增加电网损耗。零线会由于流过大量的3次及其倍数次谐波造成零线过热，甚至引发火灾。
（2）谐波会产生额外的热效应从而引起用电设备发热，使绝缘老化，降低设 备的使用寿命 。
（3）谐波容易使电网与补偿电容器之间产生串联并联谐振，使谐振电流放大 几倍甚至几十倍，造成过流，造成电容器以及与之相连的电抗器、电阻器的损坏。
（4）降低产生、传输和利用电能的效率。
在信号干扰方面：
（1）谐波会引起一些保护设备误动作，如继电保护的熔断器等。同时也会导 致电气测量仪表计量不准确。
（2）谐波通过电磁感应和传导耦合等方式对邻近的电子设备和通信系统产生干扰，严重时会导致它们无法正常工作。
所以，减轻直至消除这些危害，对于供电和用电设备的节能降耗，乃至于对整个社会能源利用率的提高，都具有极其重要的意义。由于LCL在抑制谐波方面具有的优点，因此研究LCL滤波器具有很重要的现实意义。
三、并网逆变器矢量控制
控制电路的目的就是控制并网逆变器六个开关管的通断，产生与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，而宽度是按正弦规律变化。这样，由n个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦半周等效。同样，正弦波负半周也可用相同方法与一系列负脉冲波来等效。
为了达到控制目的，我们选用矢量控制的方法。矢量控制最初用于控制异步电机，把交流电动机等效为直流电动机控制，后来经过多年的发展，逐渐形成了一套比较完整的矢量控制理论体系。最近二十多年来由于电力电子、计算机及微电子技术的飞速发展，矢量控制技术在高性能交流驱动领域的应用已经越来越广泛。矢量控制大大简化了控制的难度，并会获得较好的控制效果，因此我们将采用矢量控制的方法对并网逆变器进行控制。
我们采用两个电流内环、一个电压外环的双闭环系统，来达到实际需要的精度和动静态性能。这种方法是取直流侧电压与给定电压比较，产生作为输入的直轴电流，取逆变器侧电感电流作为反馈，产生控制逆变器的脉冲信号。当发电机的直流电压不稳定时，通过逆变器侧电感电流的反馈，可以调节逆变器6个开关管通断时间，使其输出与电网电压幅值、相位相吻合。
四、LCL参数设计
逆变器侧是三个电阻为R、电感为L的电抗器，网侧是三个电阻为Rf、电感为Lf的电抗器，网侧电抗器和变流器侧电抗器之间是三个星形联结的电容器Cf。六个功率开关由控制电路产生的脉冲信号控制其通断，从而产生与正弦波等效的等幅矩形脉冲序列波。经逆变器形成的三相交流电经LCL滤波器滤除谐波后并入电网。
由于在LCL参数选择比较复杂，国际上也没有一种统一的设计方法，因此文章综合考虑电网侧电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性等要求，通过计算的方法得出一种简单有效的设计方案：通过选择逆变器侧所需要的电流纹波来设计内部电感L，通过选择在额定状态下吸收的无功功率来决定电容值，通过选择期望电流纹波减少量来设计Lf。由于逆变器开关管通常工作在高频方式，一般为15kHz，所以该滤波器属于低通滤波器，目的是滤除高频开关纹波。
通过计算得出LCL参数后，我们采用MATLAB中的SIMULINK模块进行仿真，通过反复实验后得出一个满足要求的实验结果。
五、主动阻尼控制器的设计
由于LCL滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，如果不采取很好的控制策略，会使电流的谐波畸变率增大。为了抑制LCL滤波器的谐振，可以采取增加滤波器阻尼的方法，但是增加无源元件，如电阻等，会造成功率损耗，降低系统的工作效率。除此之外我们还可以采取增加主动阻尼的方法，所谓主动阻尼，是指主动采取控制策略的方法，达到与被动阻尼相同的效果。
用主动阻尼的方法替代实际的谐振阻尼电阻作用，这样即使主动阻尼的阻值很大，也不会造成功率损耗，降低系统的效率。由于电压电流双闭环控制具有系统对参数变化不敏感，稳定性高的优点。采取这种控制策略与通常的双闭环不同之处在于，增加了对电容器电流的前馈控制。
结语
IEEE 1547标准严格限定负载注入电网的电流总谐波畸变要小于5%，35次以上谐波的畸变率要小于0.3%。通过我们对逆变器矢量控制、LCL参数和主动阻尼器的设计，将基本达到这一要求。
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关键词数字信号处理；教学改革；实验课程；MATLAB；工程教育专业认证
中图分类号：G642.0文献标识码：B
文章编号：1671-489X（2017）24-0156-03
1引言
工程教育專业认证是一种以培养目标和毕业出口要求为导向的合格性评价，是国际通行的工程教育质量保障制度，也是实现工程教育国际互认和工程师资格国际互认的重要基础。工程教育专业认证的核心就是要确保工科的专业毕业生达到行业认可的既定质量标准要求。目前，工科的教育实践重理论轻实践，重视知识学习而轻视开拓创新能力的培养，强调个人能力而忽视团队协作精神，缺乏解决复杂工程问题能力的培养。因此，有必要结合实践教学改革，解决学生培养中有待解决的问题。
数字信号处理是目前电子信息专业的一门核心基础课，是信息类及相关专业人才培养的重点课程。无论是无线通信系统的发展，还是数字消费电子市场的发展，在人工智能、模式识别等诸多方面都离不开数字信号处理技术。因此，无论是对学生今后的就业，还是继续深造从事相关研究，学好数字信号处理这门课程都是至关重要的。通过本课程的学习，要使学生建立数字信号处理的基础理论知识体系，掌握常用的基本分析方法和分析工具，为从事通信和信息处理等方面工作和研究打下基础[1-3]。
然而，本课程的理论性强，原理抽象复杂，公式及推导烦琐，令人感觉枯燥难懂，学生大多对这样的课程兴趣不高，课堂效率较低。对于这样一门理论性和实践性要求均较强的综合课程，如何有效地组织课堂教学内容并适当地增加实践环节，使学生打好理论基础的同时提高应用型技能，实现在做中学，是值得探讨和需要解决的关键问题。
为此，本次实践型教学改革研究探索主要针对该课程的设置特点，参照培养目标、毕业要求和教学大纲，协调相关课程，积极进行教学内容改革，开发出既有利于夯实学生基础，又能提高学生解决实际问题能力的教学计划和课程教案。为提高课堂教学效率，采用多种教学方式相结合，使表现形式更加丰富、生动和直观，以此来吸引学生的学习注意力，激发学生的学习兴趣。根据课程内容和学生特点，在教案中制定具体方法步骤，增加个性化和前沿内容。同时，增加适当的专题报告，一方面作为教材内容的补充，另一方面有利于多样化教学。在此基础上扩大学生知识面，提高学生专业素养以及实践能力，培养学生分析问题和处理问题的能力。增加应用型和实例型作业，开发设计与教材相配套的练习题。教师结合承担的相关科研工作，向学生介绍该学科领域近年来取得的一些新成果、新进展及新技术，鼓励学生参与教师科研，以此培养学生的科研能力。此外，制订合理的考核计划以及考核内容，建立与之相适应的评价体系和反馈机制，全面检验学生学习和教师讲授效果，并持续改进以实现教与学的最优化。
2教学设计改革探讨
数字信号处理主要内容包括离散时间信号与系统的时域分析、频域分析，离散傅里叶变换，快速傅里叶变换，数字滤波器的设计，数字滤波器的结构和多采样率数字信号处理。通过该课程的学习，能够让学生掌握基本概念和基本分析方法，在此基础上建立数学模型，用于解决计算机信息处理的实际问题。长期以来，本课程的课堂教学形式主要采用板书式单一教学方式。教师板书推导、讲解，学生课堂上听教师讲，课后通过完成作业来巩固课堂学习的内容。在这种学习情境下，学生的时间和精力被繁杂的计算推导所占用，而未必能理解解题背后的正真意义。此次实践型教学改革探索的具体教学设计思路如下。
通过协调相关课程，整合教学内容，拎主线、抓关键，去粗取精主要阐述离散系统、频谱分析及滤波的基本原理和方法，用实用、易懂的理论推导并讲解，通过实例对数字信号处理相关的基本原理和方法进行全面介绍，增加专题讲座和前沿动态介绍以及实用案例教学，从而使学生掌握离散系统和离散信号的基本特性，掌握离散信号各种变换、数字滤波的基本方法，掌握数字滤波器的设计以及数字滤波器的特点，并且能够灵活运用这些理论知识解决实际问题。
丰富教学手段和方法在讲授过程中可采用启发式教学、讨论式教学、多媒体示范教学等方法，互相补充、扬长避短，激发学生兴趣，吸引学生主动学习。对于一些公式的推导，逻辑性和推理性强，如果采用多媒体教学的话，PPT翻新太快，学生来不及思考。因此，这部分内容采用板书，把握好学生节奏，逐步推理。对于难以接受的抽象概念，学生需要形象直观地认识。教师利用多媒体教学手段和仿真软件进行图形和动画展示，在提高学生兴趣的同时，使难以理解的内容通过形象化的界面给学生留下深刻印象。
此外，在整个教学过程中，如果自始至终都由教师来讲，会比较枯燥，因此尝试选择一些较为简单的章节让学生来讲解。学生通过准备和制作课件，加深对理论知识的了解，激发学习的兴趣，也培养了表达能力。教师在此基础上对学生所讲的内容进行点评并补充。这样一方面会调动学生的积极性，充分做好预习工作；另一方面，自己的同伴当小老师对于学生来说是新奇的，更容易激发学习兴趣。
实验与教学相互补充、相辅相成对于一些基础性、验证性实验可以穿插在教学过程中进行，以多媒体的方式展现，这样既可以加深学生对理论知识的理解，又能节省实验课时，腾出时间增加一些设计性、综合性实验，培养学生灵活应用所学知识解决实际问题的能力，以适应实践型需求；设计一些复杂性的工程问题，通过学生组队完成，不仅可以提高学生解决问题的能力，而且能够培养学生的团队合作能力。
合理布置作业与充分利用第二课堂合理布置作业，注重完成效果，安排时间进行课外答疑与辅导工作。通过组织学生参加实践活动，参与学术水平较高、实践经验丰富的专业教师的研究課题，培养学生综合运用所学知识解决实际问题的能力和创新精神；充分利用课后时间调动学生自主学习，跟踪分析完成情况，并反馈到教学中。
3实验课程改革探索
数字信号处理实验课程是对课堂教学的补充和提升。目的是通过各类实验，加深学生对课堂所学理论知识的理解，通过案例，编写MATLAB程序来解决信号分析和处理问题。之前所设置的实验都是简单单一的实验项目，很难让学生将理论很好地联系到实际应用中，因此非常有必要对实验模式进行改革，建设综合实验体系。根据该课程的内容特点和教学目的，科学合理地设置实验项目，制订基础型、提高型、研究型三层次的实验教学方案[4-5]。
基础型实验主要是一些验证性实验，包括时域离散信号和系统时域分析、时域离散信号和系统频域分析、离散傅里叶变换、快速傅里叶变换。每个实验对应课程的一部分基础理论内容，主要用于巩固和理解数字信号处理基础理论，用以帮助学生加深对知识点的理解，明确具体的实验过程，这些可以在学生预习环节完成。
提高型实验包括数字滤波器设计实验，有IIR数字滤波器设计、FIR数字滤波器设计等。这些具体的信号处理实例能够加强学生对滤波器基本理论的理解和实践能力，这部分内容作为课堂验证实验。
基于项目的研究型实验设计有一定的开放性，能够让学生对各个知识点都融会贯通，又能提高工程实践能力和团队合作精神，为以后就业从事相关的工作做好准备。这类实验主要由教师课后指导，学生组队完成。
实验考核方式也做了相应调整，分别是基本实验和综合能力两部分。基本实验又基于实验过程和实验结果两个方面进行评分：每次实验结束前以提问的方式对实验过程的关键要点进行考核，依据回答情况给出实验过程得分；在实验结束后，学生需完成实验报告，分为预习报告和实验报告，依据实验报告的撰写情况给出实验结果考核分数。
综合能力考核用于考查学生综合应用该课程知识与方法的能力，通过项目设计和小论文两方面进行考核。依据设计的项目和提交小论文的原创性、新颖性和现实意义等给出综合能力分。
按照以上实验课程改革思路实施教学改革，既可以加深学生对基础知识的掌握和巩固，又能培养学生对所学知识的综合应用能力，使学生更加直观地领会常用的基本分析、设计方法和处理结果，有利于调动学生的学习积极性和兴趣，提高解决复杂工程问题的能力，培养适应社会需求的实践型人才。
4多层次的考核激励与持续改进机制的建立
为提高学生的综合素质和实际应用能力，培养创新精神，应同时建立相应的多环节综合考核评价机制，全面检查学生各方面综合能力。改革本门课程原有笔试为主的考核方式，增加出勤成绩、作业成绩、实验成绩组成，综合表现、第二课堂评价成绩等，采用多层次评价以体现学生的综合素质。同时，建立评价体系和反馈机制，将阶段性效果反馈至教学中，对教师的授课内容、授课方式、实验内容以及综合设计等进行不断总结和调整，逐步实现教与学的最优化。
5结语
针对工程认证背景下数字信号处理课程教学过程中存在的问题与不足，提出基于实践的教学改革思路。此改革探索以理论为基础，优化实践与考核方式，注重培养学生的应用能力、团队合作能力及系统工程能力。这种教学改革模式将理论学习与实践训练相结合，有利于培养学生独立思考、分析问题与解决问题的能力，加强合作和沟通技巧，促进综合实践与创新能力，有助于高层次工程技术人才的培养。
参考文献
[1]熊美英，谢水珍.《数字信号处理》课程教学改革研究[J].科技资讯，2016，14（27）：70.
[2]沈希忠.数字信号处理课程的应用型教学模式探索[J].高教学刊，2016（22）：98-99.
[3]陈俊杰，周晖.数字信号处理课程教学改革初探[J].中国教育技术装备，2016（12）：99-100.
[4]何朝霞.数字信号处理实验教学改革的探索[J].实验室科学，2015，18（3）：103-105.
【关键词】 甚长基线干涉测量 数字基带转换器 格式转换
Abstract： The paper introduces two kinds of data format of DBBC which is used in interference measurement system of Deep space TT&C station. Then analyzes the algorithm that convert from RDEF format to NARK5B format， and the simulation results of the algorithm are given， which prove the correctness of the algorithm.
Keywords： VLBI； DBBC； Format conversion
一、引言
τ谏羁仗讲馊挝瘢航天器的测量与控制是任务成败的关键。受距离超远的影响，传统的单站距离、速度、角度测量体制无法满足深空探测器测量精度要求。而甚长基线干涉测量VLBI（Very Long Baseline Interferometry）以其高精度测角的特点在天体物理、大地测量、地球物理、深空探测等方面得到广泛的应用[1]。
VLBI是20世纪60年代后期发展起来的射电干涉测量新技术[2]。经过50多年的发展，VLBI已经成为当代角分辨率最高、定位精度最好的天文观测技术[3]。
深空干涉测量基带转换器是VLBI系统的重要组成部分，主要承担着宽带数据采集、频带选择、基带转换、数据传输及存储等任务，是后续信号处理的基础。
我国深空测控站数字基带转换器采用两种国际上流行的数据格式，即MARK5B数据格式和RDEF（Delta-DOR Raw Data Exchange Format，Delta DOR原始数据交换格式）。MARK5B数据格式为国际上大部分数字基带转换器采用，主要对于单边带实信号记录，广泛应用于射电天文领域，但其记录通道数和单通道量化位数的选择受到一定限制[4]；RDEF数据格式是CCSDS（The consultative committee for space data system，空间数据系统咨询委员会）的标准格式，信号形式为复信号。由于每次观测的各通道数据都会单独产生一个产品文件，因此RDEF数据格式在通道数及量化位数的选择方面十分灵活，主要应用于深空探测领域[5]。
国外数字基带转换器产品主要支持MARK5B的数据格式，而我国深空站两种数据格式均支持，为了更好的开展国际合作，有必要通过软件将RDEF数据格式转换为MARK5B数据格式。
二、数据格式简介
2.1 MARK 5B数据格式
Mark 5B数据在记录介质上被分为等长的数据帧。每个数据帧以4个32-bit字的帧头开始，紧接着2500个32-bit字的数据序列[6]。在每个整数秒时刻有一个数据帧的分界。
（1）帧头格式
Mark 5B数据帧的编制采取帧头不代替数据字的形式，即帧头插入连续的数据字序列中，帧头的格式见图1。
每个数据帧头包括以下信息：
字0：同步字“ABADDEED”；
字1：比特31～16是用户定义内容（比如，台站ID号）；比特15是测试向量标志（1表示记录的是测试向量，0表示记录的是VLBI数据）；比特14～0是每一秒钟内的帧序号（当整数秒时刻到来时，新的帧头序号从零开始）；
字2～3：记录起始数据的BCD时间码和16比特循环冗余校验码。
（2）数据字格式
单通道量化位数为1，2，4和8位。数据段包含2500个32比特字的数据序列。帧头中记录的时间是每一帧中各有效比特流被第一次采样的时刻。
2.2 RDEF数据格式
RDEF数据格式由两类文件构成，即观测文件和产品文件，后缀分别是.obs和.prd[7]。
观测文件是多行ASCII文本文件，包含测控站ID、接收设备ID、射电源ID、航天器标识、观测时间和记录数据长度等信息。
数据文件是二进制文件。每一个产品文件代表一个测站、一次扫描、一个通道的观测数据，所以在一次观测任务中，将产生多个产品文件。产品文件包含多个记录（Data Record），每个记录由两部分组成，一是帧头部分（Header Section），一个是数据部分（Data Section），其结构如图2所示。
帧头部分数据长度为176字节，包含测站配置参数和描述记录数据的信息，主要包括采样时间、采样速率、信号带宽、中心频率、量化位数等。
数据部分（Data Section）由一个测站、一次扫描、一个通道在一秒钟内的观测数据组成，其数据长度与记录速率有关。数据部分的数据为复数形式，即同相位（In-phase，I路）和正交相位（Quadrature-phase，Q路）。I路和Q路的量化位数应为1，2，4，8或16-bit，I路和Q路数据必须紧邻组成32位字。
三、格式转换数据处理算法
RDEF数据格式为复信号，设其带宽为B，采样速率为fs，则fs=B。将该信号转换为MARK5B格式后，变为实信号，其信号带宽仍然为B，采样速率fs’=2fs。转换前后信号频谱如图3所示。
由图3可知，复信号（RDEF格式）频率不具有对称性，可分析带宽为-fs /2～fs /2。实信号（MARK5B格式）频谱具有对称性，可分析带宽0～fs。这里采样频率fs为转换前复信号采样频率。
根据上述频谱变换方式，可设计信号处理原理框图如图4。
RDEF数据从A点送入2倍内插模块，采样频率变为fs’=2fs，得到B点数据。经过低通滤波，滤除镜频信号，获得C点复信号I+jQ。C点信号通过频谱搬移，向正半轴方向频谱平移B/2，得到D点数据。由于频谱搬移为新的采样速率的0.25倍，因此D点复信号实部和虚部序列如图4所示。D数据的实部和虚部之和形成E点数据，即MARK5B格式数据输出。
图4中，2倍内插是在2个采样点之间补1个零，其后续运算采样速率为fs’=2fs；FIR滤波器为低通滤波器，归一化通带为0.24，归一化阻带为0.26，带外抑制50dB，系数个数114；乘法器为复数相乘，数字本振的输出为复信号，其实部和需部的输出取值为0，-1，1。通过仿真分析，图4中各关键信号处理步骤的频谱如图5～图8所示。
图4所示的2倍内插和FIR低通滤波可采用多相滤波结构，而后续的频谱搬移和相加器也可以根据信号特点进行简化处理，其最终实现框图如图9所示。
采用多相滤波Y构，可以将滤波器提前至内插器前，减少了运算量。图4中的FIR滤波器分为图5中FIR1和FIR2，内插至于滤波器之后。图4中的频谱搬移和后续的加法器由图5中的延迟器、加法器和选择器代替。
四、结束语
通过上述分析可以看出，采用合适的数字信号处理算法，可以将深空干涉测量基带转换器的RDEF数据格式转换为MARK5B数据格式。该算法包括内插、FIR滤波、频谱搬移等运算。通过多相滤波的结构，可以大大减少运算量。通过仿真分析，证明了该算法的正确性。
参 考 文 献
[1]杨文军，郝龙飞. VLBI终端系统的发展历史和未来展望.[J]. 天文研究与技术， 2012，9，（4）：374-380.
[2]张彦芬， 苏利娜， 王力. VLBI技术的发展与展望[J]. 北京测绘， 2010（4）：23-25.
[3]罗近涛等. VLBI数字基带转换器测试进展[J]. 天文研究与技术， 2010 7（3）：214-221.
[4] Gino Tuccari， Alan Whitney， Hans Hinteregger， et al. IVS-WG3 Report on the Backend System[R]. IVS Memorandum 2006-003v01， 2004.
[5] Bill Petrachenko. VLBI2010 Digital Back End （DBE） Requirements[R].IVS Memorandum 2008-014v01， 2008.